JPS63135882A

JPS63135882A - 電子デバイス駆動回路

Info

Publication number: JPS63135882A
Application number: JP61283930A
Authority: JP
Inventors: Hiromichi Ozawa; 小澤　裕道; Hideo Yamamura; 英穂山村
Original assignee: Hitachi Ltd; Hitachi Electronics Engineering Co Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd; Hitachi High Tech Corp
Priority date: 1986-11-28
Filing date: 1986-11-28
Publication date: 1988-06-08
Anticipated expiration: 2010-10-09
Also published as: JPH0792492B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】［産業−１−の利用分野］この発明は、ピン等の端子を有する電子デバイスの駆動
回路に関し、さらに詳しくは、ＩＣなどの電ｒデバイス
の検査システムにおける電子デバイス駆動回路に関する
。

［従来の技術］このような電子デバイス駆動回路の従来例として、ＩＣ
などの電子デバイスの検査システムに用いられている電
子デバイス駆動回路を第５図によって説明する。

この図において、３０はスリーステートのドライバであ
り、駆動制御信号が入力されるとともに、ＶＩＨ３１，
ＶＩ　Ｌ３２から直流電圧ＶＩＨ（ＨＩＧＨレベルの設
定電圧）、ＶＩＬ（ＬＯＷレベルの設定電圧）が印加さ
れるようになっている。

このドライバ３０の出力は、信号伝送路３４を介して被
検査電子デバイスのピンに接続されるピン接続端Ｔ−３
５と接続されている。ドライバ３０の出力インピーダン
スと信号伝送路３４の特性インピーダンスとの整合のた
めに、抵抗３３（例えば５０Ω）が出力と信号伝送路３
４との間に挿入されている。なお、この場合、ドライバ
３０と出力との間にバッファアンプとか、電流ブースタ
回路が挿入されていてもよい。

出力モード（ピン駆動モード）時に、ドライバ３０はア
クティブ状態となり、駆動制御信号によって指定された
一方のｌｌ１ｒ流電圧ＶＩＨ又はＶＩＬを駆動電圧とし
て出力し、これがビン接続端子３５に印加される。入力
モード時には、ドライバ３０は高インピーダンス状態と
なる。この入力モードにおいて、電ｒデバイスのピンに
出力される信号が図示しないコンパレータなどによって
チェックされる。

スリーステートドライバ３０は、ダイオード・ブリッジ
１２．１４、ＰＮＰ型バイポーラトランジスタ１６．１
８、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタ２０．２２からな
る。ダイオード・ブリッジ１２．１４の一対のノードは
図示のようにバイポーラトランジスタ１６〜２２を介し
て定電流隙３６．３７にそれぞれ接続されている。

なお、ＶＩＨ３１は直流電圧ＶＩＨをドライバ３０に供
給するプログラマブル電源であり、またＶＩＬ３２は直
流電圧ＶＩＬをドライバ３０に供給するプログラマブル
電源である。直流電圧ＶＩＨ，ＶＩＬはダイオード・ブ
リッジ１２．１４の一つのノードに図示のように印加さ
れる。

ＰＨ，ＰＨ＊　（ＰＨを反転させた信号）、ＰＬ。

ＰＬ＊　（ＰＬを反転させた信シフ）は当該電子デバイ
ス駆動回路に供給される駆動制御材シフの一部信号であ
り、図示のようにバイポーラトランジスタ１６〜２２の
対応するもののベースにそれぞれ印加される。これらの
信号によって、出力モード時にバイポーラトランジスタ
１６．２０又はバイポーラトランジスタ１８．２２が“
オン”　（以下“ＯＮ”）せしめられ、ドライバ３０は
アクティブ状態となる。その結果、直流電圧ＶＩＨ又は
ＶＩＬをビン駆動電圧として出力する。他方、人力モー
ド時には、バイポーラトランジスタ１６〜２２はすべて
′６オフ”　（以ドＯＦＦ”）され、ドライバ３０は高
インピーダンス状態となる。

［解決しようとする問題点］しかしながら、従来のこのような電子デバイス駆動回路
は、出力信号の振幅電圧の変化に応じて出力パルスの立
」―かり及びｑ下がり時間が変化してしまう。そこで、
出力波形の振幅を変化させて測定又は試験等を行う場合
には、測定又は試験対象となるＩＣへの入力信号の周波
数スペクトラムがその振幅電化で相違し、このことがよ
り正確な測定を杼う場合に悪影響を与える原因の１つと
なっている。

また、前記のような電子デバイス駆動回路にあっては、
これを搭載した製品によって回路特性が相違し、特にそ
のアンプとか、バイポーラトランジスタ等の特性の相違
により出力波形にばらつきが生じ、製品の調整に時間が
かかる欠点がある。

［発明の目的］この発明の目的は、このような問題点を解消するもので
あって、ドライバのバッファアンプ等が持つ最大スルー
レート値より小さい範囲においては立上がり又は立下が
り時間が一定な信号を被駆動回路に供給でき、かつ最大
スルーレート値又はその付近においてはスルーレートを
最大値又はそれに近い一定値とした信号を被駆動回路に
供給できる電子デバイス駆動回路を提供することにある
。

［問題点を解決するためのＴ段コところで、パルス波形を発生する機能と負荷を駆動する
機能とを分離した機構を持つ電子デバイス駆動回路（例
えば、テスターのＩＣピンに駆動信号・を供給するドラ
イバ）にあっては、出力信号の振幅電圧に関係なく、出
力パルス信号の）７計、かり時間又は立下がり時間が一
定な波形を出力しようとした場合、最大振幅出力時には
、負荷を駆動する後段のバッファアンプのスルーレート
特性の影響を受けて、出力パルスの立上がり時間又は立
下がり時間が変化してしまう問題がある。したがって、
出力信号の振幅電圧の大きさによっては、・律に出力パ
ルス信号の立上がり時間又はｑ下がり時間が・定な波形
出力を得られない。

しかして、このような問題点を解決し、前記の「１的を
達成するために採るこの発明の電子デバイス駆動回路に
おける手段は、電流源として第１、第２の可変電流源を
備えていて、アナログスイッチ等の出力レベル設定回路
は第１及び第２のｉ＋Ｊ変電流源の間に挿入され、第１
及び第２の可変電流源の電流値を、後段のアンプの最大
スルーレート値以下の範囲において出力側の信号波形の
立上がり時間又は立下がり時間が一定となるように第１
及び第２の直流電圧の差値に応じて制御し、かっこの差
値が前記最大スルーレート値以下の所定のスルーレート
に対応する値以上、となったときには第１及び第２の可
変電流源の電流値を一定にするように制御するものであ
る。

［作用］このように後段アンプのスルーレート特性の最大値以下
の範囲において、アナログスイッチ回路等の出力レベル
設定回路に流れる電流値を出力直流電圧の振幅値に応じ
て制御することにより、出力電圧の振幅値に関係なく、
出力信号波形の立上がり時間又は立Ｆがり時間が一定と
なるようにし、かつ最大スルーレート値又はその付近に
おいてはスルーレートを最大値又はそれに近い一定植と
する。

その結果、後段アンプのスルーレート特性の影響を受け
ない振幅までは、被駆動回路に人力される信号の周波数
スペクトラムをその振幅値に無関係に一定にすることが
でき、それ以」−の大振幅時には、後段アンプのスルー
レート特性のｉ９を受けることがな（、その最大スルー
レート値よりも小さい値（低い値）にある一定値とする
ことができる。

したがって、出力波形の振幅を変化させて測定又は試験
等を行うような場合に、より正確な試験とか測定が可能
となる。

また、アナログスイッチ回路に流れる電流値の制御値を
各回路ごとに設定できるようにすれば、製品ごとの出力
波形のばらつきも吸収できる。

［実施例］以下、図面を参照し、この発明の〜・実施例について説
明する。

第１図は、この発明による電子デバイス駆動回路の一実
施例を示す原理的なブロック図、第２図は、この発明に
よる電子デバイス駆動回路をＩＣテスターのドライブ回
路として使用する場合の一実施例の具体的な回路のブロ
ック図、第３図は、他の一実施例の具体的な回路のブロ
ック図、第４図（ａ）は、その出力レベル設定回路の出
力波形の説明図、第４図（ｂ）は、ドライブ回路のスル
ーレート特性をドライブ信シ」・発生回路側からバッフ
ァアンプへ出力する出力振幅電圧に対する立上がり又は
立下がり時間特性さして示す説明図である。なお、第５
図と同一のものは同一の符号をもって示す。

第１図において、１は、ＩＣテスターのドライブ回路で
あって、入力電圧クランプ回路２ａを有する電流制御回
路２（！−１第１及び第２の可変定電流回路３，４と、
バイポーラトランジスタ等の電流切り換えスイッチ回路
５，６、アナログスイッチ等で構成される出力レベル設
定回路７と、そして出力レベル設定回路７の出力信号を
受けるバッファアンプ９とを備えていて、出力レベル設
定回路７の出力側には積分用のコンデンサ８が設けられ
ている。このコンデンサ８は、浮遊界にとしてｔｊえら
れるものであってもよい。なお、バッファアンプ９の前
段の回路がここではドライブ信号発生回路を構成してい
る。

直流電圧ＶＩＨ，ＶＩＬは、電流制御回路２と出力レベ
ル設定回路７とに加えれら、電流切り換えスイッチ回路
５．６には、ＰＨ，ＰＨ＊、ＰＬ。

ＰＬ＊等のパルス信号がそれぞれ印加されて、出力レベ
ル設定回路７の出力として直流電圧ＶＩＨ。

ＶＩＬの電圧又はこれに対応する電圧として、例えば直
流電圧ＶＩＨ，ＶＩＬの比例した電圧を得る。

直流電圧ＶＩＨ，ＶＩＬを受すた電流制御回路２は、こ
れら電圧の差値に応じて第１及び第２の（ｉＪ変変電電
流回路３４を制御するもので、それぞれに対して制御信
号を発生してそれぞれの電流値Ｉ／ｌＩ２を所定の値に
設定する。ここで直流電圧ＶＩＨ，ＶＩＬの差値がある
一定値を越えたききには、入力電圧クランプ回路２ａが
作用してこれらの差値をある一定値にクランプする。そ
の結果制御信号の値がこの一定植に対応するある値に固
定されて、たとえ直流電圧ＶＩＨ，ＶＩＬの差値がより
大きくなったとしても、第１及び第２のｉｊ）変電電流
回路３．４の電流値Ｉ／、１２は、それぞれ前記差値が
クランプされた一定電圧値のときに対応するある一定の
電流値に固定される。したがって、このときのバッフ１
アンプ９に人力される出力波形は一定のスルーレートと
なる。

ここで、直流電圧ＶＩＨ，ＶＩＬの差値がクランプされ
る一定値は、後段のバッファアンプ９の最大スルーレー
ト特性に関係する。このような関係を第４図（ｂ）にお
いて説明すると、第４図（ｂ）の、ドライブ回路１につ
いてのスルーレート特性をドライブ信号発生回路側の出
力振幅電圧（出力レベル設定回路９の出力振幅電圧に対
応し、これはバッフ１アンプ９への入力振幅電圧となる
）に対する立−にかり又は立下がり時間特性に見るよう
に、スルーレートが高い場合（立上がり／立上がり速度
が速い場合）には、グラフの特性は、寝て、その傾きが
減少し、逆に、スルーレートが低い場合（立上がり／立
下がり速度が遅い場合）には、グラフの特性は、起き、
その傾きが増加する。

この図において、バッファアンプ９の最大スルーレート
特性をＡとすると、これより小さいスルーレート（その
立にかり又は立下がり速度が遅いスルーレート）である
内側の領域Ｉ内（斜線部分）において、スルーレート特
性Ａより小さく（遅い）、最大スルーレート特性Ａの付
近に採ったあるスルーレート特性をＢとする。

次に一定の１γ上がり及び立下がり時間Ｔａを設定して
、バッファアンプ９に入力するドライブ信号の特性をス
ルーレート特性Ｋになるように制御する。すなわち、ス
ルーレート特性Ｂにぶつかるまでは、立上がり時間及び
立下がり時間をＴａ　一定として、その後は、スルーレ
ートが特性Ｂに一致するような特性に制御する。この制
御は、電流制御回路２における入力端子に対するクラン
プ電圧を特性Ｂと立上がり時間及び立下がり時間Ｔａと
の交点のクランプ電圧ＶＲＣとすればよく、出力電圧の
振幅がこのクランプ電圧ＶＲＣ以下のときには、出力レ
ベル設定回路７の出力波形の立上がり時間及び立下がり
時間が一定となるように制御すればよい。

ここで、第１．第２の可変定電流回路３，４は、出力レ
ベルを安定させる役割をするとともに、出力パルス信号
のエツジ部形成のための電流を供給する。第４図（ａ）
にノ」（す出力レベル設定回路７の出力波形Ｐにおいて
直流電圧ＶＩＬからＶＩＨへ移行するときのｅｌ　ｌか
り時間Ｔｒは、第１のｎ■変変電電流回路３電流値１／
により決定され、次式のようになる。

Ｃ■ Ｔｒ　＝□　　　　　　・・・・・・・・・・・・・・
・・・・■Ｉ／ただし、Ｃは、コンデンサ８の容量であり、■は、出力
信号の振幅電圧値であって、直流電圧ＶＩＨとＶＩＬと
の差値きなる。

ここで、Ｃを一定とすると、立Ｊ−かり時間Ｔｒは、出
力振幅電圧Ｖと第１のｒ＋７＋７変流電流３の電流値１
／との関数となる。そこでＩ７　＝ａＸＶ（ただし、ａ
は係数）とすれば、出力振幅電圧Ｖに無関係に一定とな
る。

以−りのことは立下がり時間Ｔｆについても同様であり
、ｑ下がり時間Ｔｆは、第２の可変定電流回路３の電流
値Ｉ２により決定され、次式の通りとなる。

先と同様に、Ｉ２　＝ａＸＶ　（ただし、ａは係数）と
すれば、これも出力振幅電圧■に無関係に一定となる。

なお、実際には、このようなドライブ回路においては、
第１の可変定電流回路３の電流値Ｉ／？第２の可変定電
流回路３の電流値Ｉ２の制御は、ｌ１＝１２又は＋　７
−Ｉ２として行われるので、Ｉｌ、Ｉ２は、同様な回路
により制御可能である。

そこで、電流制御回路２の関数をａＸＶとし、入力され
た直流電圧値の差値に対して第１の可変定電流回路３の
電流値１／及び第２の可変定電流回路４の電流値■２を
制御するようにすれば、出力振幅電圧Ｖに無関係に出力
レベル設定回路７の出力信号の立上がり時間Ｔｒ及びｑ
ドがり時間Ｔｆを一定に保つことができる。

第２図は、第４図（ｂ）のスルーレート特性Ｋに従った
制御を行う１スリーステートのドライバに適用した具体
的な回路であって、１０はスリーステートのドライバで
あり、ＰＮＰ型のバイポーラトランジスタ１６、出力レ
ベル設定回路としてのダイオード・ブリッジ１２、ＮＰ
Ｎ型のバイポーラトランジスタ２０からなるアナログス
イッチ回路１１、そしてＰＮＰ型のバイポーラトランジ
スタ１８、出力レベル設定回路としてのダイオード・ブ
リッジ１４、ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタ２２か
らなるアナログスイッチ回路２１との２つのアナログス
イッチ回路を有している。

ここで、アナログスイッチ回路１１とアナログスイッチ
回路２１とは、オペアンプ（ＯＰ）で構成されるｉｊ）
変流電流回路２４及び２５の間に接続されていて、１１
■変定電流回路２４及び２５は、それぞれそのオペアン
プの入力側が電流制御回路２６の負荷抵抗Ｒｚ　＊　Ｒ
２の端ｒ電圧を受ける。

電流制御回路２６は、アンプ（オペアンプによる吹い込
み形の可変定電流源）２６ａとアンプ（オペアンプによ
る吐き出し形の可変定電流源）２６ｂとを積み］−げた
回路であって、アンプ２６ａは、直流電圧ＶＩＨを受け
、アンプ２６ｂは、直流電圧ＶＩＬを受ける。そしてそ
れぞれの負荷抵抗Ｒ１，Ｒ２ニｒｃｌｎソ１ｎＶ＝　（
Ｖ　Ｉ　Ｈ−Ｖ　Ｉ　Ｌ）に比例する電圧を発生する。

２６ｃは、入力電圧クランプ回路２ａの具体例の１つと
してのクランプ回路であって、電圧検出用のオペアンプ
２８とクランプ電圧発生抵抗Ｒｅ、　　クランプダイオ
ードＩ）ｃ、そして定電流源２９とから構成されている
。

オペアンプ２８は、直流電圧ＶＩＨを受ける端子２７ｈ
と直流電圧ＶＩＬを受ける端子２７Ｊ２との間に、クラ
ンプ電圧発生抵抗Ｒｃを介してその入力端がそれぞれ接
続され、その出力側とアンプ２６ｂの人力との間には、
クランプダイオードＤＣが挿入されていて、その出力側
をオペアンプ２８の負側入力に帰還させる。また、クラ
ンプ電圧発生抵抗Ｒｅの他端はその電流値がＩｃの定電
流源２９を介して負電源に接続されている。

そこで、定電流源２９の電流値Ｉｃによって発生するク
ランプ電圧発生抵抗Ｒｅの端子電圧ＶＲＣを越えたとき
にクランプ回路２８ｃが直流電圧ＶＩＨとＶＩＬとの差
値をこの端子電圧ＶＲＣにクランプする。端ｒ電圧ＶＲ
Ｃは、第４図（ｂ）における特性Ｂと１″Ｌ１−かり時
間及びＸχ下がり時間Ｔａとの交点のクランプ電圧ＶＲ
Ｃに一致する。

一方、直流電圧ＶＩＨとＶＩＬとの差値がこのクランプ
電圧ＶＲＣ以下であるときには、可変定電流回路２４に
対する制御信号が負荷抵抗Ｒ／の端γ・電圧として発生
し、可変定電流回路２５に対する制御信号が負荷抵抗Ｒ
２の端子電圧として発生する。したがって、可変定電流
回路２４．２５のそれぞれの電流値がＩ／　＝ａＸＶ、
１２　＝ａＸＶとなり、前記差値がこのクランプ電圧Ｖ
ＲＣを越えた場合においては、負荷抵抗Ｒ，の端子電圧
及び負荷抵抗Ｒ２の端子電圧がクランプ電圧のときの値
に抑えられて、一定となる。その結果、直流電圧ＶＩＨ
とＶＩＬとの差値がクランプ電圧を越えたときには、可
変定電流回路２４．２５のそれぞれの電流値は、前記ク
ランプ電圧に対応する一定値に固定される。

次に、スリーステートドライバｌＯの全体的な動作を説
明すると、出力モード（駆動モード）にあっては、相補
信号であるＰＨ倍信号よびＰＨ本信号、又はＰＬ信シＪ
〜およびＰＬ本信号が同時に“ＯＮ”する。また、直流
電圧ＶＩＨとＶＩＬとの差値がクランプ電圧ＶＲＣ以Ｆ
の場合にあっては、可変定電流回路２４．２５の電流値
Ｉ／？Ｉ２は、それぞれ電流制御回路２６によって決定
され、■ｔ　＝ａＸＶ、Ｉ；＞　＝ａＸＶの一定電流値
としてすえられ、クランプ電圧ＶＲＣを越えた場合にあ
っては、一定値となる。

今仮に、ＰＬ信号およびＰＬ＊信号が“ＯＦＦ”状態に
あって、ＰＨ倍信号上びＰＨ＊信号が“ＯＮ”したとす
ると、バイポーラトランジスタ１８゜２２が同時に“Ｏ
Ｎ”状態となって、ｉ’ｆ変定変流電流回路２４５によ
りダイオード・ブリッジ１４の各ダイオードが順方向に
バイアスされる。したがって、直流電圧ＶＩＨがダイオ
ード番ブリッジ１４を通じてドライバ１０の出力に現れ
、これがピン駆動電圧としてピン接続端子３５に印加さ
れてピン接続端子３５に接続されている電ｒデバイスの
ピンが駆動される。

次に、ＰＨ倍信号よびＰＨ本信号が“ＯＦＦ”状態とさ
れて、ＰＬ信号およびＰＬ本信＞ｊが“ＯＮ”した場合
は、バイポーラトランジスタ１６゜２０とが同時にＯＮ
”状態となって前記の一定電流に設定された可変定電流
回路２４．２５によりダイオード・ブリッジ■２の各ダ
イオードが順バイアスされ、出力が直流電圧ＶＩＨから
ＶＩＬへと変化して、ドライバ１０から直流電圧ＶＩＬ
が出力される。このときの立下がり時間Ｔｆは、第４図
（ｂ）のグラフで見るように、直流電圧ＶｒＨとＶＩＬ
との差値がこのクランプ電圧ＶＲＣ以ドの場合には可変
定電流回路２５の電流値Ｉ２によって決定される一定値
となり、差値がこのクランプ電圧ＶＲＣを越えた場合に
はスルーレートが特性Ｂで決まる一定値となる。

なお、直流電圧ＶＩＬからＶＩＨに変化させる場合は、
以上の逆の動作となり、そのときの立下がり時間Ｔｒは
、１σ流電圧ＶＩＨとＶＩＬとの差値がこのクランプ電
圧ＶＲＣ以下の場合には可変定電流回路２５の電流値Ｉ
２によって決定される一定値となり、差値がこのクラン
プ電圧Ｖｆ？Ｃを越えた場合にはスルーレートが一定と
なる。

第３図は、第２図のアナログスイッチ回路のダイオード
・ブリッジ１２．１４に代えて、これらを２ダイオ一ド
アナログスイツチ回路１３．１５とし、そのスイッチン
グ制御を出力側に接続した１つの電流切り換えスイッチ
回路１７で行うものである。ここで、直流電圧ＶＩＨを
出力するときには、電流切り換えスイッチ回路１７のバ
イポーラトランジスタＱを“ＯＦＦ”状態にして２ダイ
オ一ドアナログスイツチ回路１５を“ＯＦＦ″杖態とし
、２ダイオ一ドアナログスイツチ回路１３を“ＯＮ”状
態とする。

その結果、可変定電流回路２４ａから出力側を経てコン
デンサ８が充電されるとともに、２ダイオ一ドアナログ
スイツチ回路１３からｉ＋７＋７変流電流２５ａへと流
れて、出力電圧が立上がり、出力端子にＶＩＨの電圧を
得る。

一方、直流電圧ＶＩＬを出力するときには、電流切り換
えスイッチ回路１７のバイポーラトランジスタＱを“Ｏ
Ｎ”状態にして２ダイオ一ドアナログスイツチ回路１５
を“ＯＮ”状態とし、２ダイオ一ドアナログスイツチ回
路１３を“ＯＦＦ”状態とする。

その結果、０１変定電流回路２５ｂからバイポーラトラ
ンジスタＱ、出力側を経てコンデンサ８が逆方向に充電
されるとともに、可変定電流回路２４ｂからも、２ダイ
オ一ドアナログスイツチ回路１５、バイポーラトランジ
スタＱ１そして可変定電流回路２５ｂへと流れて、出力
電圧が立下がり、出力側にＶＩＬの電圧を得る。

以ｌｔ１実施例について説明したが、この発明はこれだ
けに限定されるものでない。例えば、アナログスイッチ
回路も高速動作の可能な他の半導体スイッチング素子な
どを用いてもよい。また、ドライバの後に、電流ブース
タ回路等を設け、これを介して端子にドライブ信号を供
給してもよい。

また、出力波形は、その立−１−かり及び立下がりのい
ずれか−・方を一定にするのみでよいことももちろんで
ある。

さらに、これ以外にも、この発明の認旨を逸脱しない範
囲において、種々の変形が許されるものである。

また、この発明は電子デバイス検査システム以外の用途
に用いられる電子デバイス駆動回路にも同様に適用でき
ることは当然である。

［発明の効果］以−ヒ詳細に説明したように、この発明にあっては、電
流源として第１、第２の可変電流源を備えていて、アナ
ログスイッチ等の出力レベル設定回路は第１及び第２の
可変電流源の間に挿入され、第１及び第２の可変電流源
の電流値を、後段のアンプの最大スルーレート値以下の
範囲において出力側の信号波形の〜γ上がり時間又はＸ
７．ドがり時間が一定となるように第１及び第２の直流
電圧の差値に応じて制御し、かつこの差値が前記最大ス
ルーレート値以ドの所定のスルーレートに対応する値以
−Ｉ−となったときには第１及び第２の可変電流源の電
流値を一定にするように制御するので、出力電圧の振幅
値に関係なく、出力信号波形のσ［−がり時１７１又は
立−ドがり時間か一定となるようにし、かつ最大スルー
レート値又はその付近においてはスルーレートを最大値
又はそれに近い一定値とする。

その結果、後段アンプのスルーレート特性の影響を受け
ない振幅までは、被駆動回路に入力される信号の周波数
スペクトラムをその振幅値に無関係に一定にすることが
でき、それ以−ヒの大振幅時には、後段アンプのスルー
レート特性の影響を受けることがなく、その最大スルー
レート値よりも小さい値（低い値）にある一定値とする
ことができる。

また、アナログスイッチ回路に流れる電流値の制御値を
各回路ごとに設定できるようにすれば、製品ごとの出力
形のばらつきも吸収できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、この発明による電子デバイス駆動回路の一実
施例を示す原理的なブロック図、第２図は、この発明に
よる電ｒ・デバイス駆動回路をＩＣテスターのドライブ
回路として使用する場合の一実施例の具体的な回路のブ
ロック図、第３図は、他の一実施例の具体的な回路のブ
ロック図、第４図（ａ）は、その出力レベル設定回路の
出力波形の説明図、第４図（ｂ）は、ドライブ回路のス
ルーレート特性をドライブ信号発生回路側からバッファ
アンプへ出力する出力振幅電圧に対する＼γ上がり又は
立下がり時間特性として示す説明図、第５図は、従来の
電子・デバイス駆動回路を示す概略回路図である。１・・・電子デバイス駆動回路、２．２６・・・電流側
御回路、２ａ、ｔ５・・・クランプ回路、３．４・・・
可変定電流回路、５．６・・・電流切換えスイッチ回路、７・・・出力レ
ベル設定回路、８・・・コンデンサ、９・・・バッファ
アンプ、１０・・・スリーステートドライバ、１１．２
１・・・アナログスイッチ回路、１２．１４・・・ダイ
オード・ブリッジ、１６．１８，２０．２２・・・バイ
ポーラトランジスタ、２４，２５・・・＋ｉＪ変定変流
電流回路６ａ、２６ｂ・・・アンプ、２６ｃ・・・クラ
ンプ回路、２８・・・電圧検出用のオペアンプ、Ｒｃ・
・・クランプ電圧発生抵抗、Ｄｃ・・・クランプダイオ
ード、２９・・・定電流源。

Claims

【特許請求の範囲】

（１）電流源に接続された出力レベル設定回路とこの出
力レベル設定回路の出力側に積分用のコンデンサとを有
し、入力側にそれぞれ第１及び第２の直流電圧を受け、
これら第１及び第２の直流電圧又はこれに対応する電圧
の信号をアンプを介して選択的に供給する電子デバイス
駆動回路において、前記電流源として第１、第２の可変
電流源を備え、前記出力レベル設定回路は第１及び第２
の可変電流源の間に挿入され、第１及び第２の可変電流
源の電流値は、前記アンプの最大スルーレート値以下の
範囲において前記出力側の信号波形の立上がり時間又は
立下がり時間が一定となるように第１及び第２の直流電
圧の差値に応じて制御され、かつこの差値が前記最大ス
ルーレート値以下の所定のスルーレートに対応する値以
上となったときには一定となるように制御されることを
特徴とする電子デバイス駆動回路。
（２）出力レベル設定回路は、第１及び第２のアナログ
スイッチ回路を備え、これらアナログスイッチ回路の出
力側が共通に接続されていて入力側にそれぞれ第１及び
第２の直流電圧を受けることを特徴とする特許請求の範
囲第１項記載の電にデバイス駆動回路。
（３）第１及び第２の可変電流源の電流値は前記出力側
の信号波形の、立上がり時間又は、立下がり時間が一定
となるように第１及び第２の直流電圧の差値に応じて制
御され、第１及び第２の直流電圧の差値が所定の値以上
となったときには、第１及び第２の直流電圧の差値は所
定値にクランプされることを特徴とする特許請求の範囲
第１項又は第２項記載の電子デバイス駆動回路。
（４）被駆動回路は、アンプから直接又はブースタ回路
を介して第１及び第２の直流電圧又はこれに対応する電
圧の信号が供給される被検査回路であり、第１及び第２
の可変電流源の電流値の制御は、第１及び第２の直流電
圧の差値を所定の関数に従って制御信号に変換する電流
制御回路を経て第１及び第２の可変電流源に加えること
により行われ、前記電流制御回路は第１及び第２の直流
電圧の差値が所定値を越えたときこの所定値にクランプ
するクランプ回路を有することを特徴とする特許請求の
範囲第３項記載の電子デバイス駆動回路。
（５）第１及び第２のアナログスイッチ回路は、それぞ
れダイオード・ブリッジと、このダイオード・ブリッジ
の順方向となる２端の上流側及び下流側にそれぞれ接続
された第１及び第２のスイッチ素子とを有し、残りの２
端の一方が入力側とされ、他方が出力側とされることを
特徴とする特許請求の範囲第４記載の電子デバイス駆動
回路。
（６）積分用のコンデンサは浮遊容量としたことを特徴
とする特許請求の範囲第５項記載の電子デバイス駆動回
路。