JPH0792492B2

JPH0792492B2 - 電子デバイス駆動回路

Info

Publication number: JPH0792492B2
Application number: JP61283930A
Authority: JP
Inventors: 裕道小澤; 英穂山村
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1986-11-28
Filing date: 1986-11-28
Publication date: 1995-10-09
Anticipated expiration: 2010-10-09
Also published as: JPS63135882A

Description

【発明の詳細な説明】［産業上の利用分野］この発明は、ピン等の端子を有する電子デバイスの駆動
回路に関し、さらに詳しくは、ICなどの電子デバイスの
検査システムにおける電子デバイス駆動回路に関する。

［従来の技術］このような電子デバイス駆動回路の従来例として、ICな
どの電子デバイスの検査システムに用いられている電子
デバイス駆動回路を第５図によって説明する。

この図において、30はスリーステートのドライバであ
り、駆動制御信号が入力されるとともに、VIH31,VIL32
から直流電圧VIH（HIGHレベルの設定電圧）,VIL（LOWレ
ベルの設定電圧）が印加されるようになっている。この
ドライバ30の出力は、信号伝送路34を介して被検査電子
デバイスのピンに接続されるピン接続端子35と接続され
ている。ドライバ30の出力インピーダンスと信号伝送路
34の特性インピーダンスとの整合のために、抵抗33（例
えば50Ω）が出力と信号伝送路34との間に挿入されてい
る。なお、この場合、ドライバ30と出力との間にバッフ
ァアンプとか、電流ブースタ回路が挿入されていてもよ
い。

出力モード（ピン駆動モード）時に、ドライバ30はアク
ティブ状態となり、駆動制御信号によって指定された一
方の直流電圧VIH又はVILを駆動電圧として出力し、これ
がピン接続端子35に印加される。入力モード時には、ド
ライバ30は高インピーダンス状態となる。この入力モー
ドにおいて、電子デバイスのピンに出力される信号が図
示しないコンパレータなどによってチェックされる。

スリーステートドライバ30は、ダイオード・ブリッジ1
2,14、PNP型バイポーラトランジスタ16,18、NPN型バイ
ポーラトランジスタ20,22からなる。ダイオード・ブリ
ッジ12,14の一対のノードは図示のようにバイポーラト
ランジスタ16〜22を介して定電流源36,37にそれぞれ接
続されている。

なお、VIH31は直流電圧VIHをドライバ30に供給するプロ
グラマブル電源であり、またVIL32は直流電圧VILをドラ
イバ30に供給するプログラマブル電源である。直流電圧
VIH,VILはダイオード・ブリッジ12,14の一つのノードに
図示のように印加される。

PH,PH＊（PHを反転させた信号）,PL,PL＊（PLを反転さ
せた信号）は当該電子デバイス駆動回路に供給される駆
動制御信号の一部信号であり、図示のようにバイポーラ
トランジスタ16〜22の対応するもののベースにそれぞれ
印加される。これらの信号によって、出力モード時にバ
イポーラトランジスタ16,20又はバイポーラトランジス
タ18,22が“オン”（以下“ON"）せしめられ、ドライバ
30はアクティブ状態となる。その結果、直流電圧VIH又
はVILをピン駆動電圧として出力する。他方、入力モー
ド時には、バイポーラトランジスタ16〜22はすべて“オ
フ”（以下“OFF"）され、ドライバ30は高インピーダン
ス状態となる。

［解決しようとする問題点］しかしながら、従来のこのような電子デバイス駆動回路
は、出力信号の振幅電圧の変化に応じて出力パルスの立
上がり及び立下がり時間が変化してしまう。そこで、出
力波形の振幅を変化させて測定又は試験等を行う場合に
は、測定又は試験対象となるICへの入力信号の周波数ス
ペクトラムがその振幅電圧で相違し、このことがより正
確な測定を行う場合に悪影響を与える原因の１つとなっ
ている。

また、前記のような電子デバイス駆動回路にあっては、
これを搭載した製品によって回路特性が相違し、特にそ
のアンプとか、バイポーラトランジスタ等の特性の相違
により出力波形にばらつきが生じ、製品の調整に時間が
かかる欠点がある。

［発明の目的］この発明の目的は、このような問題点を解消するもので
あって、ドライバのバッファアンプ等が持つ最大スルー
レート値より小さい範囲においては立上がり又は立下が
り時間が一定な信号を被駆動回路に供給でき、かつ最大
スルーレート値又はその付近においてはスルーレートを
最大値又はそれに近い一定値とした信号を被駆動回路に
供給できる電子デバイス駆動回路を提供することにあ
る。

［問題点を解決するための手段］ところで、パルス波形を発生する機能と負荷を駆動する
機能とを分離した機構を持つ電子デバイス駆動回路（例
えば，テスターのICピンに駆動信号を供給するドライ
バ）にあっては、出力信号の振幅電圧に関係なく、出力
パルス信号の立上がり時間又は立下がり時間が一定な波
形を出力しようとした場合、最大振幅出力時には、負荷
を駆動する後段のバッファアンプのスルーレート特性の
影響を受けて、出力パルスの立上がり時間又は立下がり
時間が変化してしまう問題がある。したがって、出力信
号の振幅電圧の大きさによっては、一律に出力パルス信
号の立下がり時間又は立下がり時間が一定な波形出力を
得られない。

しかして、このような問題点を解決し、前記の目的を達
成するために採るこの発明の電子デバイス駆動回路にお
ける手段は、電流源として第１、第２の可変電流源を備
えていて、アナログスイッチ等の出力レベル設定回路は
第１及び第２の可変電流源の間に挿入され、第１及び第
２の可変電流源の電流値を、後段のアンプの最大スルー
レート値以下の範囲において出力側の信号波形の立上が
り時間又は立下がり時間が一定となるように第１及び第
２の直流電圧の差値に応じて制御し、かつこの差値が前
記最大スルーレート値以下の所定のスルーレートに対応
する値以上となったときには第１及び第２の可変電流源
の電流値を一定にするように制御するものである。

［作用］このように後段アンプのスルーレート特性の最大値以下
の範囲において、アナログスイッチ回路等の出力レベル
設定回路に流れる電流値を出力直流電圧の振幅値に応じ
て制御することにより、出力電圧の振幅値に関係なく、
出力信号波形の立上がり時間又は立下がり時間が一定と
なるようにし、かつ最大スルーレート値又はその付近に
おいてはスルーレートを最大値又はそれに近い一定値と
する。

その結果、後段アンプのスルーレート特性の影響を受け
ない振幅までは、被駆動回路に入力される信号の周波数
スペクトラムをその振幅値に無関係に一定にすることが
でき、それ以上の大振幅時には、後段アンプのスルーレ
ート特性の影響を受けることがなく、その最大スルーレ
ート値よりも小さい値（低い値）にある一定値とするこ
とができる。

したがって、出力波形の振幅を変化させて測定又は試験
等を行うような場合に、より正確な試験とか測定が可能
となる。

また、アナログスイッチ回路に流れる電流値の制御値を
各回路ごとに設定できるようにすれば、製品ごとの出力
波形のばらつきも吸収できる。

［実施例］以下、図面を参照し、この発明の一実施例について説明
する。

第１図は、この発明による電子デバイス駆動回路の一実
施例を示す原理的なブロック図、第２図は、この発明に
よる電子デバイス駆動回路をICテスターのドライブ回路
として使用する場合の一実施例の具体的な回路のブロッ
ク図、第３図は、他の一実施例の具体的な回路のブロッ
ク図、第４図（ａ）は、その出力レベル設定回路の出力
波形の説明図、第４図（ｂ）は、ドライブ回路のスルー
レート特性をドライブ信号発生回路側からバッファアン
プへ出力する出力振幅電圧に対する立上がり又は立下が
り時間特性として示す説明図である。なお、第５図と同
一のものは同一の符号をもって示す。

第１図において、１は、ICテスターのドライブ回路であ
って、入力電圧クランプ回路2aを有する電流制御回路２
と、第１及び第２の可変定電流回路3,4と、バイポーラ
トランジスタ等の電流切り換えスイッチ回路5,6、アナ
ログスイッチ等で構成される出力レベル設定回路７と、
そして出力レベル設定回路７の出力信号を受けるバッフ
ァアンプ９とを備えていて、出力レベル設定回路７の出
力側には積分用のコンデンサ８が設けられている。この
コンデンサ８は、浮遊容量として与えられるものであっ
てもよい。なお、バッファアンプ９の前段の回路がここ
ではドライブ信号発生回路を構成している。

直流電圧VIH,VILは、電流制御回路２と出力レベル設定
回路７とに加えれら、電流切り換えスイッチ回路5,6に
は、PH,PH＊,PL,PL＊等のパルス信号がそれぞれ印加さ
れて、出力レベル設定回路７の出力として直流電圧VIH,
VILの電圧又はこれに対応する電圧として、例えば直流
電圧VIH,VILの比例した電圧を得る。

直流電圧VIH,VILを受けた電流制御回路２は、これら電
圧の差値に応じて第１及び第２の可変定電流回路3,4を
制御するもので、それぞれに対して制御信号を発生して
それぞれの電流値I₁,I₂を所定の値に設定する。ここで
直流電圧VIH,VILの差値がある一定値を越えたときに
は、入力電圧クランプ回路2aが作用してこれらの差値を
ある一定値にクランプする。その結果制御信号の値がこ
の一定値に対応するある値に固定されて、たとえ直流電
圧VIH,VILの差値がより大きくなったとしても、第１及
び第２の可変定電流回路3,4の電流値I₁,I₂は、それぞれ
前記差値がクランプされた一定電圧値のときに対応する
ある一定の電流値に固定される。したがって、このとき
のバッファアンプ９に入力される出力波形は一定のスル
ーレートとなる。

ここで、直流電圧VIH,VILの差値がクランプされる一定
値は、後段のバッファアンプ９の最大スルーレート特性
に関係する。このような関係を第４図（ｂ）において説
明すると、第４図（ｂ）の、ドライブ回路１についての
スルーレート特性をドライブ信号発生回路側の出力振幅
電圧（出力レベル設定回路９の出力振幅電圧に対応し、
これはバッファアンプ９への入力振幅電圧となる）に対
する立上がり又は立下がり時間特性に見るように、スル
ーレートが高い場合（立上がり／立下がり速度が速い場
合）には、グラフの特性は、寝て、その傾きが減少し、
逆に、スルーレートが低い場合（立上がり／立下がり速
度が遅い場合）には、グラフの特性は、起き、その傾き
が増加する。この図において、バッファアンプ９の最大
スルーレート特性をＡとすると、これより小さいスルー
レート（その立上がり又は立下がり速度が遅いスルーレ
ート）である内側の領域Ｉ内（斜線部分）において、ス
ルーレート特性Ａより小さく（遅い）、最大スルーレー
ト特性Ａの付近に採ったあるスルーレート特性をＢとす
る。

次に一定の立上がり及び立下がり時間Taを設定して、バ
ッファアンプ９に入力するドライブ信号の特性をスルー
レート特性Ｋになるように制御する。すなわち、スルー
レート特性Ｂにぶつかるまでは、立上がり時間及び立下
がり時間をTa一定として、その後は、スルーレートが特
性Ｂに一致するような特性に制御する。この制御は、電
流制御回路２における入力電圧に対するクランプ電圧を
特性Ｂと立上がり時間及び立下がり時間Taとの交点のク
ランプ電圧ＶRCとすればよく、出力電圧の振幅がこのク
ランプ電圧ＶRC以下のときには、出力レベル設定回路７
の出力波形の立上がり時間及び立下がり時間が一定とな
るように制御すればよい。

ここで、第1,第２の可変定電流回路3,4は、出力レベル
を安定させる役割をするとともに、出力パルス信号のエ
ッジ部形成のための電流を供給する。第４図（ａ）に示
す出力レベル設定回路７の出力波形Ｐにおいて直流電圧
VILからVIHへ移行するときの立上がり時間Trは、第１の
可変定電流回路３の電流値I₁により決定され、次式のよ
うになる。

ただし、Ｃは、コンデンサ８の容量であり、Ｖは、出力
信号の振幅電圧値であって、直流電圧VIHとVILとの差値
となる。

ここで、Ｃを一定とすると、立上がり時間Trは、出力振
幅電圧Ｖと第１の可変定電流回路３の電流値I₁との関数
となる。そこでI₁＝ａ×Ｖ（ただし、ａは係数）とすれ
ば、出力振幅電圧Ｖに無関係に一定となる。

以上のことは立下がり時間Tfについても同様であり、立
下がり時間Tfは、第２の可変定電流回路３の電流値I₂に
より決定され、次式の通りとなる。

先と同様に、I₂＝ａ×Ｖ（ただし、ａは係数）とすれ
ば、これも出力振幅電圧Ｖに無関係に一定となる。な
お、実際には、このようなドライブ回路においては、第
１の可変定電流回路３の電流値I₁,第２の可変定電流回
路３の電流値I₂の制御は、I₁＝I₂又はI₁≒I₂として行わ
れるので、I₁,I₂は、同様な回路により制御可能であ
る。

そこで、電流制御回路２の関数をａ×Ｖとし、入力され
た直流電圧値の差値に対して第１の可変定電流回路３の
電流値I₁及び第２の可変定電流回路４の電流値I₂を制御
するようにすれば、出力振幅電圧Ｖに無関係に出力レベ
ル設計回路７の出力信号の立上がり時間Tr及び立下がり
時間Tfを一定に保つことができる。

第２図は、第４図（ｂ）のスルーレート特性Ｋに従った
制御を行う、スリーステートのドライバに適用した具体
的な回路であって、10はスリーステートのドライバであ
り、PNP型のバイポーラトランジスタ16、出力レベル設
定回路としてのダイオード・ブリッジ12、NPN型のバイ
ポーラトランジスタ20からなるアナログスイッチ回路1
1、そしてPNP型のバイポーラトランジスタ18、出力レベ
ル設定回路としてのダイオード・ブリッジ14、NPN型の
バイポーラトランジスタ22からなるアナログスイッチ回
路21との２つのアナログスイッチ回路を有している。

ここで、アナログスイッチ回路11とアナログスイッチ回
路21とは、オペアンプ（OP）で構成される可変定電流回
路24及び25の間に接続されていて、可変定電流回路24及
び25は、それぞれのオペアンプの入力側が電流制御回路
26の負荷抵抗R₁,R₂の端子電圧を受ける。

電流制御回路26は、アンプ（オペアンプによる吹い込み
形の可変定電流源）26aとアンプ（オペアンプによる吐
き出し形の可変定電流源）26bとを積み上げた回路であ
って、アンプ26aは、直流電圧VIHを受け、アンプ26b
は、直流電圧VILを受ける。そしてそれぞれの負荷抵抗R
₁,R₂にそれぞれＶ＝（VIH−VIL）に比例する電圧を発生
する。26cは、入力電圧クランプ回路2aの具体例の１つ
としてのクランプ回路であって、電圧検出用のオペアン
プ28とクランプ電圧発生抵抗Rc,クランプダイオードDc,
そして定電流源29とから構成されている。

オペアンプ28は、直流電圧VIHを受ける端子27hと直流電
圧VILを受ける端子27lとの間に、クランプ電圧発生抵抗
Rcを介してその入力側がそれぞれ接続され、その出力側
とアンプ26bの入力との間には、クランプダイオードDc
が挿入されていて、その出力側をオペアンプ28の負側入
力に帰還させる。また、クランプ電圧発生抵抗Rcの他端
はその電流値がIcの定電流源29を介して負電源に接続さ
れている。

そこで、定電流源29の電流値Icによって発生するクラン
プ電圧発生抵抗Rcの端子電圧ＶRCを越えたときにクラン
プ回路26cが直流電圧VIHとVILとの差値をこの端子電圧
ＶRCにクランプする。端子電圧ＶRCは、第４図（ｂ）に
おける特性Ｂと立上がり時間及び立下がり時間Taとの交
点のクランプ電圧ＶRCに一致する。

一方、直流電圧VIHとVILとの差値がこのクランプ電圧Ｖ
RC以下であるときには、可変定電流回路24に対する制御
信号が負荷抵抗R₁の端子電圧として発生し、可変定電流
回路25に対する制御信号が負荷抵抗R₂の端子電圧として
発生する。したがって、可変定電流回路24,25のそれぞ
れの電流値がI₁＝ａ×V,I₂＝ａ×Ｖとなり、前記差値が
このクランプ電圧ＶRCを越えた場合においては、負荷抵
抗R₁の端子電圧及び負荷抵抗R₂の端子電圧がクランプ電
圧のときの値に抑えられて、一定となる。その結果、直
流電圧VIHとVILとの差値がクランプ電圧を越えたときに
は、可変定電流回路24,25のそれぞれの電流値は、前記
クランプ電圧に対応する一定値に固定される。

次に、スリーステートドライバ10の全体的な動作を説明
すると、出力モード（駆動モード）にあっては、相補信
号であるPH信号およびPH＊信号、又はPL信号およびPL＊
信号が同時に“ON"する。また、直流電圧VIHとVILとの
差値がクランプ電圧ＶRC以下の場合にあっては、可変定
電流回路24,25の電流値I₁,I₂は、それぞれ電流制御回路
26によって決定され、I₁＝ａ×V,I₂＝ａ×Ｖの一定電流
値として与えられ、クランプ電圧ＶRCを越えた場合にあ
っては、一定値となる。

今仮に、PL信号およびPL＊信号が“OFF"状態にあって、
PH信号およびPH＊信号が“ON"したとすると、バイポー
ラトランジスタ18,22が同時に“ON"状態となって、可変
定電流回路24,25によりダイオード・ブリッジ14の各ダ
イオードが順方向にバイアスされる。したがって、直流
電圧VIHがダイオード・ブリッジ14を通じてドライバ10
の出力に現れ、これがピン駆動電圧としてピン接続端子
35に印加されてピン接続端子35に接続されている電子デ
バイスのピンが駆動される。

次に、PH信号およびPH＊信号が“OFF"状態とされて、PL
信号およびPL＊信号が“ON"した場合は、バイポーラト
ランジスタ16,20とが同時に“ON"状態となって前記の一
定電流に設定された可変定電流回路24,25によりダイオ
ード・ブリッジ12の各ダイオードが順バイアスされ、出
力が直流電圧VIHからVILへと変化して、ドライバ10から
直流電圧VILが出力される。このときの立下がり時間Tf
は、第４図（ｂ）のグラフで見るように、直流電圧VIH
とVILとの差値がこのクランプ電圧ＶRC以下の場合には
可変定電流回路25の電流値I₂によって決定される一定値
となり、差値がこのクランプ電圧ＶRCを越えた場合には
スルーレートが特性Ｂで決まる一定値となる。

なお、直流電圧VILからVIHに変化させる場合は、以上の
逆の動作となり、そのときの立下がり時間Trは、直流電
圧VIHとVILとの差値がこのクランプ電圧ＶRC以下の場合
には可変定電流回路25の電流値I₂によって決定される一
定値となり、差値がこのクランプ電圧ＶRCを越えた場合
にはスルーレートが一定となる。

第３図は、第２図のアナログスイッチ回路のダイオード
・ブリッジ12,14に代えて、これらを２ダイオードアナ
ログスイッチ回路13,15とし、そのスイッチング制御を
出力側に接続した１つの電流切り換えスイッチ回路17で
行うものである。ここで、直流電圧VIHを出力するとき
には、電流切り換えスイッチ回路17のバイポーラトラン
ジスタＱを“OFF"状態にして２ダイオードアナログスイ
ッチ回路15を“OFF"状態とし、２ダイオードアナログス
イッチ回路13を“ON"状態とする。

その結果、可変定電流回路24aから出力側を経てコンデ
ンサ８が充電されるとともに、２ダイオードアナログス
イッチ回路13から可変定電流回路25aへと流れて、出力
電圧が立上がり、出力端子にVIHの電圧を得る。

一方、直流電圧VILを出力するときには、電流切り換え
スイッチ回路17のバイポーラトランジスタＱを“ON"状
態にして２ダイオードアナログスイッチ回路15を“ON"
状態とし、２ダイオードアナログスイッチ回路13を“OF
F"状態とする。

その結果、可変定電流回路25bからバイポーラトランジ
スタQ,出力側を経てコンデンサ８が逆方向に充電される
とともに、可変定電流回路24bからも、２ダイオードア
ナログスイッチ回路15、バイポーラトランジスタＱ、そ
して可変定電流回路25bへと流れて、出力電圧が立下が
り、出力側にVILの電圧を得る。

以上、実施例について説明したが、この発明はこれだけ
に限定されるものではない。例えば、アナログスイッチ
回路も高速動作の可能な他の半導体スイッチング素子な
どを用いてもよい。また、ドライバの後に、電流ブース
タ回路等を設け、これを介して端子にドライブ信号を供
給してもよい。

また、出力波形は、その立上がり及び立下がりのいずれ
か一方を一定にするのみでよいことももちろんである。

さらに、これ以外にも、この発明の要旨を逸脱しない範
囲において、種々の変形が許されるものである。

また、この発明は電子デバイス検査システム以外の用途
に用いられる電子デバイス駆動回路にも同様に適用でき
ることは当然である。

［発明の効果］以上詳細に説明したように、この発明にあっては、電流
源として第１、第２の可変電流源を備えていて、アナロ
グスイッチ等の出力レベル設定回路は第１及び第２の可
変電流源の間に挿入され、第１及び第２の可変電流源の
電流値を、後段のアンプの最大スルーレート値以下の範
囲において出力側の信号波形の立上がり時間又は立下が
り時間が一定となるように第１及び第２の直流電圧の差
値に応じて制御し、かつこの差値が前記最大スルーレー
ト値以下の所定のスルーレートに対応する値以上となっ
たときには第１及び第２の可変電流源の電流値を一定に
するように制御するので、出力電圧の振幅値に関係な
く、出力信号波形の立上がり時間又は立下がり時間が一
定となるようにし、かつ最大スルーレート値又はその付
近においてはスルーレートを最大値又はそれに近い一定
値とする。

また、アナログスイッチ回路に流れる電流値の制御値を
各回路ごとに設定できるようにすれば、製品ごとの出力
形のばらつきも吸収できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、この発明による電子デバイス駆動回路の一実
施例を示す原理的なブロック図、第２図は、この発明に
よる電子デバイス駆動回路をICテスターのドライブ回路
として使用する場合の一実施例の具体的な回路のブロッ
ク図、第３図は、他の一実施例の具体的な回路のブロッ
ク図、第４図（ａ）は、その出力レベル設定回路の出力
波形の説明図、第４図（ｂ）は、ドライブ回路のスルー
レート特性をドライブ信号発生回路側からバッファアン
プへ出力する出力振幅電圧に対する立上がり又は立下が
り時間特性として示す説明図、第５図は、従来の電子デ
バイス駆動回路を示す概略回路図である。１……電子デバイス駆動回路、2,26……電流制御回路、
2a,15……クランプ回路、 3,4……可変定電流回路、 5,6……電流切換えスイッチ回路、７……出力レベル設定回路、８……コンデンサ、９……バッファアンプ、10……スリーステートドライ
バ、11,21……アナログスイッチ回路、12,14……ダイオ
ード・ブリッジ、 16,18,20,22……バイポーラトランジスタ、24,25……可
変定電流回路。 26a,26b……アンプ、26c……クランプ回路、28……電圧
検出用のオペアンプ、 Rc……クランプ電圧発生抵抗,Dc……クランプダイオー
ド,29……定電流源。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】電流源に接続された出力レベル設定回路と
この出力レベル設定回路の出力側に積分用のコンデンサ
とを有し、入力側にそれぞれ第１及び第２の直流電圧を
受け、これら第１及び第２の直流電圧又はこれに対応す
る電圧の信号をアンプを介して選択的に供給する電子デ
バイス駆動回路において、前記電流源として第１、第２
の可変電流源を備え、前記出力レベル設定回路は第１及
び第２の可変電流源の間に挿入され、第１及び第２の可
変電流源の電流値は、前記アンプの最大スルーレート値
以下の範囲において前記出力側の信号波形の立上がり時
間又は立下がり時間が一定となるように第１及び第２の
直流電圧の差値に応じて制御され、かつこの差値が前記
最大スルーレート値以下の所定のスルーレートに対応す
る値以上となったときには一定となるように制御される
ことを特徴とする電子デバイス駆動回路。
【請求項２】出力レベル設定回路は、第１及び第２のア
ナログスイッチ回路を備え、これらアナログスイッチ回
路の出力側が共通に接続されていて入力側にそれぞれ第
１及び第２の直流電圧を受けることを特徴とする特許請
求の範囲第１項記載の電子デバイス駆動回路。
【請求項３】第１及び第２の可変電流源の電流値は前記
出力側の信号波形の立上がり時間又は立下がり時間が一
定となるように第１及び第２の直流電圧の差値に応じて
制御され、第１及び第２の直流電圧の差値が所定の値以
上となったときには、第１及び第２の直流電圧の差値は
所定値にクランプされることを特徴とする特許請求の範
囲第１項又は第２項記載の電子デバイス駆動回路。
【請求項４】被駆動回路は、アンプから直接又はブース
タ回路を介して第１及び第２の直流電圧又はこれに対応
する電圧の信号が供給される被検査回路であり、第１及
び第２の可変電流源の電流値の制御は、第１及び第２の
直流電圧の差値を所定の関数に従って制御信号に変換す
る電流制御回路を経て第１及び第２の可変電流源に加え
ることにより行われ、前記電流制御回路は第１及び第２
の直流電圧の差値が所定値を越えたときこの所定値にク
ランプするクランプ回路を有することを特徴とする特許
請求の範囲第３項記載の電子デバイス駆動回路。
【請求項５】第１及び第２のアナログスイッチ回路は、
それぞれダイオード・ブリッジと、このダイオード・ブ
リッジの順方向となる２端の上流側及び下流側にそれぞ
れ接続された第１及び第２のスイッチ素子とを有し、残
りの２端の一方が入力側とされ、他方が出力側とされる
ことを特徴とする特許請求の範囲第４項記載の電子デバ
イス駆動回路。
【請求項６】積分用のコンデンサは浮遊容量としたこと
を特徴とする特許請求の範囲第５項記載の電子デバイス
駆動回路。