JPS63129879A - 回転体ｐｌｌ制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ■技術分野 本発明は、ＰＬＬ（フェーズロックドループ）制御によ
り回転体の速度制御を行う回転体ＰＬＬ制御回路に関し
、特に、回転体の機械的負荷が大きくても、速度制御を
行う制御信号の立上り時間が速く、しかも高精度な制御
を行うことができる回転体のＰＬＬ制御回路に関する。

■従来技術 ＰＬＬ（フェーズロックドループ）制御回路は入力信号
の位相に追随する位相同期回路を用いた制御回路であり
、ループ中にある電圧制御形発振器の周波数が常に入力
信号周波数に一致するように位相により同期制御される
制御回路である。

ＰＬＬ制御により回転体の速度制御を行う回転体Ｐ　Ｌ
　Ｌ制御回路においては、その電圧制御形発振器に対応
するものは、回転速度が電圧制御されるモータである。

すなわち、回転体を駆動するモータが電圧制御され、こ
のモータにより回転される回転体の回転速度を１回転体
に直結されたパルスエンコーダにより検出する。このパ
ルスエンコーダからの回転速度検出パルスをカウンタ等
で分周し、負荷の回転体の回転速度が検出パルスの周波
数としてフィードバックされる。このフィードバックパ
ルスと基準発振器からの基準信号パルスとの位相比較が
行なわれ、誤差信号を発生させて、この誤差信号を制御
信号としてモータに与え、回転体を駆動するモータの制
御を行なう。

この回転体ＰＬＬ制御においては１回転体の速度制御の
ための基準信号を与える基準発振器からのパルス周波数
とフィードバックパルス周波数の位相差が±２πの範囲
になった時にフィードバックループの制御が開始される
。このため、回転体の機械的な負荷が大きい場合、その
機械的な慣性力により１回転体がオーバーランしてしま
うと、大きな振動が生じ、ＰＬＬのフィードバックルー
プの制御における位相がロックするまでに、非常に時間
がかかるという問題がある。

この振動を除去するためには、ＰＬＬのフィードバック
ループにおけるローパスフィルタの特定数を大きくすれ
ばよい。しかし、ローパスフィルタの時定数を大きくす
ると、振動は除去できるが、負荷の回転体が規定の回転
数に達するまでに長時間が要するという問題が発生する
。

また、ローパスフィルタの時定数を大きくすることは、
ＰＬＬのフィードバックループにおける位相差検出信号
出力の基準バイアス電圧に変動があり、回転ムラが生じ
た場合など、定速度に制御される応答性が悪くなること
であり１回転１１うが著しい時にはＰＬＬのフィードバ
ックループの制御が不能になるという問題が発生する。

■目的 本発明は、回転体のＰＬＬ制御回路において、位相差検
出信号から得る速度制御を行う制御信号の立上り時間を
速くシ、シかも、定常制御時の応答性を悪くしないで、
高精度な制御を行うことを目的とする。

■構成 上記目的を達成するために本発明においては、Ｐ　Ｌ　
Ｌ制御により回転体の速度制御を行う回転体ＰＬＬ制御
回路における位相差検出回路からの位相差検出信号が所
定のバイアス電圧を有し、該位相差検出信号のバイアス
電圧を所定のシフト電圧の加算により補償して誤差信号
を形成し、該誤差信号を被制御対象の回転体の駆動制御
回路に加える回転体ＰＬＬ制御回路において、位相差検
出信号の逆極性信号を所定比率でシフト電圧に加算する
補正回路を備え、該補正回路からの信号をシフト電圧に
加算し、補正したシフト電圧により、誤差信号を形成し
て回転体のＰＬＬ制御を行う。

また、補正回路は２回転体の機械的負荷の時定数の近傍
に設定した時定数のローパスフィルタを含み、位相差検
出信号の逆極性信号を所定比率でシフト電圧に加算する
際に、前記ローパスフィルタを通過させてシフト電圧に
加算するようにする。

これによれば５回転体のＰＬＬ制御回路において、シフ
ト電圧を検出した位相差に応じて補正する補正回路を備
え、この補正回路によって位相差検出信号の逆極性信号
を所定比率でシフト電圧に加算する。このため、回転体
の回転速度が基準からずれて、位相が基準位相から遅れ
たときには、この補正回路によりシフト電圧は小さくな
り、また、位相が基準位相から進んだときには、この補
正回路によりシフト電圧は大きくなる。この補正された
シフト電圧により位相差検出信号のバイアス電圧が補償
され、誤差信号が形成されるので、結果として位相がず
れたときの誤差信号を大きくできるため、基準の回転数
に引き込むための制御信号が位相差の大きさに応じて更
に大きくなり、早急に基準の回転数に引き込まれる。し
かも、この補正回路が備えられていても、フィードバッ
クループのオープンループゲインは大きくならないから
、制御の安定性は失なわれることなく、フィードバック
ループの発振が起きやすくなることもない。

また、ここでは、補正回路は、位相差検出信号の逆極性
信号を所定比率でシフト電圧に加算する際に、回転体の
機械的負荷の時定数の近傍に設定した時定数のローパス
フィルタを通して、この逆極性の信号をシフト電圧に加
算する構成としている。このため、回転体の回転数が除
々に増加してくると、補正回路から加えられる電圧によ
り、みかけのシフト電圧は同一速度でシフト電圧に近づ
き１位相差が一致すると定常制御状態となるが。

もし、オーバーランすると、みかけのシフト電圧は急に
低下し、早急に引き込み状態を維持しようとする制御が
行われる。結果として同期引込範囲が広がる。

第１図に本発明の一実施例の回転体ＰＬＬ制御回路のブ
ロック図を示す。第２図にこのブロックの一部の回路構
成の回路図を示す、第１図および第２図を参照して説明
する。

基準発振器ｌは回転体の速度制御の基準となる高安定度
を有する基準信号パルスＦＲを供給する。

位相比較器２はディジタル形の位相比較器で、ナンド回
路によるラッチを組合せた構成をとり、２信号の間の位
相差を論理的に処理するものである。

この位相比較器２の詳細な回路構成は第２図に示す。こ
の位相比較器２における論理動作は、その入出力波形を
第４図に示すように、基準信号パルスＦＲと負荷回転信
号パルスＦＶ間の位相差を検出し、位相差検出パルスＵ
１およびＤｌを出力する。すなわち、第４図の波形図の
左側に示すように、負荷回転信号パルスＦＶが基準信号
パルスＦＲに対して進相状態となっているとき、位相差
検出信号Ｕｌは高レベル信号を継続して出力しており、
位相差検出信号Ｄ１は、負荷回転信号パルスＦＶの立下
りに対応して立下り、基準信号パルスＦＲの立下りに対
応して立上る位相差検出パルスを出力する。また、負荷
回転信号パルスＦＶが基準信号パルスＦＲに対して遅相
状態となっているとき、第４図の波形図の右側に示すよ
うに、位相差検出信号Ｄｉは高レベル信号を継続して出
力し、位相差検出信号Ｕ１は、基準信号パルスＦＲの立
下りに対応して立下り、負荷回転信号パルスＦＶの立下
りに対応して立上る位相差検出パルスを出力する。

ローパスフィルタ３は位相差比較器２がらの位相差パル
スＵｌ、Ｄｉを受け、このＵｌ、Ｄｉのパルス出力信号
からの位相差検出信号をアナログ電圧に変換して、雑音
や高周波成分を除去し、出力する回路である。このロー
パスフィルタ３の詳細な回路構成は、前述の位相比較器
２と共に第２図に示されている。ここでのローパスフィ
ルタ３は、チャージポンプ回路３１およびアクティブフ
ィルタ回路３２から構成されており、フィルタ容量Ｃ１
への充放電を利用して位相差パルスのパルス信号から、
位相差検出信号をアナログ量に変換して出力する。この
ローパスフィルタ３の時定数は、フィードバックループ
の引込範囲を決定するので、制御対象の機械的負荷によ
って時定数を定める。

この位相比較器２およびローパスフィルタ３により出力
される位相差検出信号ＶＰの位相差検出特性は、第３図
に示すように１位相差の遅相から進相の変化に応じて、
出力のアナログ電圧が直線的に変化するものであり１位
相差が零の時に所定のバイアス電圧ＶＢを出力する。こ
の位相差検出信号ＶＰの出力特性が、第３図に示すよう
な出力特性であるので、位相差が零の時のローパスフィ
ルタ３の出力のバイアス電圧Ｖａと等しいシフト電圧Ｖ
ｓを逆極性で加えて補償し、負荷の回転体を駆動するモ
ータ６を制御する誤差信号が、位相差が零の時に零とな
るようにする必要がある。このために、シフトアンプ４
が設けられる（第１図）。

このシフトアンプ４は演算増幅器によるアナログ加算器
である。この加算器は入力抵抗および帰還抵抗の抵抗値
により、所定比率で信号を加算しまたは減算する。シフ
トアンプ４に加えられるシフト電圧Ｖｓは、制御対象の
回転体からの検出位相が基準信号の位相より若干遅れぎ
みのほうが制御ループの安定度がよいため、ここでは、
第３図の特性図によると、位相差検出信号ＶＰは位相差
が零の時の出力電圧ＶＢが１，５ｖであるので、シフト
電圧Ｖｓとしては約１．３ｖが与えられる。

電力増幅器５はシフトアンプ４により形成された誤差信
号（制御信号）を増幅して、モータ６を駆動するに充分
な出力電圧が得られるようにするための増幅器である。

電力増幅器５の出力電圧をモータ６に加え、モータ６を
制御して、機械的負荷７の回転体が規定の回転速度で回
転するようにされる。機械的負荷７の回転体はモータ６
に直結されており、更に機械的負荷７の回転体にはパル
スエンコーダ８が直結されている。このパルスエンコー
ダ８が負荷７の回転体の回転速度に応じた周波数のパル
スを発生させる。

カウンタ９は要求される制御精度で決められたパルスエ
ンコーダ８の出力周波数を、制御のために必要な周波数
まで分周するためのもので、通常は制御系の応答を考慮
してこのカウンタの分周比が決定される。このカウンタ
８からの出力パルスが、負荷回転信号パルスＦＶとして
、位相差比較器２にフィードバックされる。

第１図に示す回転体ＰＬＬ制御回路において、位相差比
較器２の位相差パルス出力Ｕｌ、ＤＩが補正回路１０に
も加えられる。この補正回路１０は、位相差検出信号Ｖ
ｐの逆極性信号を所定比率で前述のシフト電圧Ｖｓに加
算する信号を発生するための回路で、その構成は第２図
に詳細に示すように、インバータ１１，１２．１３と、
抵抗器Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７から構成される回路１６
と、この回路の出力信号ｖＯの直流分を取り出すローパ
スフィル回路１８とから構成される。この補正回路１０
における各抵抗器の抵抗値は、Ｒ４＝Ｒ５，Ｒ６＝Ｒ７
，Ｒ４）Ｒ６，Ｒ５）Ｒ７どなるようにされる。このよ
うにすると、この補正回路ＩＯのＡ点の出力ｖＯは、第
４図に示すように、基準信号パルスＦＲより負荷回転信
号パルスＦＶの位相が遅れている時、つまり、負荷の回
転体の回転数が基準値に達していない時には、位相差信
号Ｕ１のパルスを振幅値２．５ｖ〜５ｖのパルスとして
出力し、ローパスフィルタ１８を通して直流分Ｖ　ｏ　
Ｄ　Ｃが、シフト電圧Ｖｓに加えられる。

また、基準信号パルスＦＲより負荷回転信号パルスＦＶ
の位相が進んだとき、つまり、負荷の回転体の回転数が
基準値をオーバーした時には、補正回路の出力ｖＯは、
位相差信号Ｄ１のパルスを振幅値Ｏｖ〜２．５ｖのパル
スとして出力し、ローパスフィルタ１８を通してその直
流分Ｖ　ｏ　□　Ｃを、シフト電圧Ｖｓに加えられる。

このようにして、シフト電圧Ｖｓに加えられる補正回路
１０から出力される直流分信号Ｖｏ　Ｄｃは、第４図に
示すように、基準信号パルスＦＲと負荷回転信号パルス
ＦＶの位相が進みから遅れに連続的に変化した場合には
、第３図に示した位相差検出信号Ｖｐと同様に１位相差
の進みから遅れに応じて、直線的に変化する電圧となっ
ている。

ここでの信号ＶＯＯＣの電圧は、位相差が零の時に２．
５ｖとなっている。

すなわち、補正回路ＩＯからの出力Ｖｏは、抵抗Ｒ８お
よびコンデンサＣＩよりなるローパスフィルタ回路を通
して、直流成分ＶＯＯＣを取り出して、シフト電圧Ｖｓ
に加算されるようにシフトアンプの入力端に加えられる
。この補正回路からの出力を平滑した直流成分信号ｖＯ
００は、第４図の波形図に示すように、回転数が基準値
となると２．５ｖとなり、回転数が基準値より低いと２
．５ｖより上昇し、基準値より高いと２．５ｖより低く
なる。

しかし、この２．５ｖというのは、シフトアンプの入力
抵抗Ｒ３，Ｒ９を考慮していない場合の値であり、この
入力抵抗Ｒ３，Ｒ９により所定比率に設定してシフト電
圧Ｖｓに加えられることになる。

すなわち、シフトアンプの入力端のＢ点（第１図）での
電圧値Ｖｉは、シフトアンプの入力インピーダンスは無
限大、シフト電圧Ｖｓのインピーダンスは雰とすると、 Ｖ　ｉ　＝　Ｖ　ｏ　ｏ　ｃ　Ｘ　Ｒ３／　（Ｒ９＋　
Ｒ３）＋Ｖｓ　ＸＲ９／（Ｒ９＋Ｒ３） となるので、第３図に示したシフト電圧の１，５ｖより
小さな値となるように各抵抗Ｒ３，Ｒ９の値を定める。

シフト電圧Ｖｓは、第３図の位相差検出特性からすれば
、理想的には１．５ｖで良いが、実際の制御系では１．
５ｖでは制御が不安定となる。また、更に、１．５ｖよ
り高い場合には、設定回転数を超えて、制御が安定する
までに多大な時間を要する。

更に高くなるともはや制御は不能となる。逆に低い場合
には、立上りが非常に遅くなってしまう。

極端な場合は起動不能になることもあり得る。したがっ
て、制御を安定に行うためには、シフト電圧は１．５ｖ
よりやや低めに設定することが望ましい。換言すれば、
基準信号パルスＦＲよりも負荷回転信号パルスＦＶの位
相が若干遅れているほうが制御が安定であることを意味
する。

好ましい実施例ではシフト電圧Ｖｓを１．３Ｖとすると
、これに補正回路１０の出力ｖＯの平滑直流分ｖＯ０゜
の電圧が加算され、立上りに好ましい状態となる。とこ
ろで、Ｒ８とＣＩで構成するローパスフィルタの時定数
は機械的負荷の合せて設定すると、除々に回転数が増し
てくると、みかけのシフト電圧は同一速度でシフト電圧
に近づき、基準信号パルスＦＲと負荷回転信号パルスＦ
Ｖとの位相が一致すると、１．３■となり、定常制御状
態となる。万一、オーバーランすると、みかけのシフト
電圧が低下し、引き込状態を維持しようとする。このよ
うにして好適に制御が行われる。制御信号の立上り時間
が速く、しかも高精度な制御を行うことができる。

■効果 以上に説明したように１本発明によれば、回転体のＰＬ
Ｌ制御回路において、位相差検出信号の逆極性信号を所
定比率でシフト電圧に加算する補正回路を備え、この補
正回路からの信号をシフト電圧に加えるので、負荷の回
転体の位相が基準位相からず九たとき、結果として誤差
信号を大きくできるため、基準の回転数に引込むための
制御信号が位相差の大きさに応じて更に大きくなり、早
急に基準の回転数に引込まれる。しかも、この補正回路
が備えられていても、フィードバックループのオープン
ループゲインは大きくならないから。

制御ループは安定度を失なわない。このため、本発明の
回転体ＰＬＬ制御回路によれば、立上りに要する時間が
大幅に減少し、同期引込範囲が広がる。また、定常制御
時の制御精度が落ちない。簡＋にな補正回路のみを備え
るだけなので、僅かのコストですみ、大きな効果が得ら
れる。

【図面の簡単な説明】

第１図は１本発明の一実施例の回転体ＰＬＬ制御回路を
示すブロック図、第２図は第１図におけるブロックの一
部の要部の回路構成を詳細に示す回路図、第３図は位相
比較器およびローパスフィルタによる位相差検出特性を
示す特性図、第４図は本発明を説明するための回転体Ｐ
ＬＬ制御回路の動作波形を示すタイミングチャートであ
る。 ｌ：基準発振器 ２：位相比較器 ３：ローパスフィルタ ４：シフトアンプ ５：電力増幅器 ６：モータ ７：機械的負荷 ８：パルスエンコーダ ９：カウンタ 】０：補正回路 １６二ロ一パスフイルタ回路 ３１：チャージポンプ回路 ３２ニアクチイブフィルタ回路 、　ご・；／ ・′、２シ′ 鴇３図 ｏｌｔ

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）ＰＬＬ制御により回転体の速度制御を行う回転体
   ＰＬＬ制御回路における位相差検出回路からの位相差検
   出信号が所定のバイアス電圧を有し、該位相差検出信号
   のバイアス電圧を所定のシフト電圧の加算により補償し
   て誤差信号を形成し、該誤差信号を被制御対象の回転体
   の駆動制御回路に加える回転体ＰＬＬ制御回路において
   、前記位相差検出信号の逆極性信号を所定比率で前記シ
   フト電圧に加算する補正回路を備えることを特徴とする
   、回転体ＰＬＬ制御回路。
2. （２）補正回路は、回転体の機械的負荷の時定数の近傍
   に設定した時定数のローパスフィルタを含み、位相差検
   出信号の逆極性信号を所定比率でシフト電圧に加算する
   際に、前記ローパスフィルタを通過させてシフト電圧に
   加算する、前記特許請求の範囲第（１）項に記載の回転
   体ＰＬＬ制御回路。