JPS63122057A - デイジタル情報の記録再生装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、信号のダイナミックレンジをディジタル処理
形ノイズリダクシマンによって圧縮した−のちディジタ
ル信号として記録し、再生時には再生ディジタル信号を
再び上記ディジタル処理形ノイズリダクシ璽ンにて元の
ダイナミックレンジに伸長するディジタル信号記録再生
システムに関する。

〔従来の技術〕

現在、一般的に使用されている家庭用ビデオ・カセット
、レフーダ（以下、ＶＣＲと略記す。）では、映像信号
のうち輝度信号を周波数変調（ＦＭ）し、色信号を上記
ＦＭ輝度信号の低域に周波数不換したのち多重して、ア
ジマス角の異なる２個の回転ヘッドにて磁気テープ上に
順次斜めの記録トラック（ビデオトラック）として記録
し、音声信号は磁気テープの端部に長手方向のトラック
として固定ヘッドにて高周波バイアス記録している。１
また、磁気テープ、ヘッドの改良進歩及び、大規模ＩＣ
化技術の進歩による高度な信号処理技術の応用が可能に
なってきたことにより、磁気テープ走行速度を運、くシ
、記録ビデオトラック幅を狭くすることで、再生画質を
確保したまま記録密度を−向上することができるように
なってきた。この縦来、同一の磁気テープ容量で、従来
の記録可能時間に比して３倍程度の長時間記録が可能と
なりでいる。たとえば、ＶＨ８方式家庭用ＶＣＲでは、
テープ走行速度：約１１　ｔｖ’ｓ　、ビデオトラック
幅：約２０μｍとすることで、従来記録可能時間が２時
間であった磁気テープを６時間記録できる。とζろで、
このような低テープ走行速度において、問題となること
は、音声信号の再生特性である。固定ヘッドにて高周波
バイアス記録された音声信号は、テープ走行速度の影響
を受けやすく、低テープ速度ではワウ、７ラツタ特性、
再生Ｓ／Ｎ、再生周波数特性などが著しく劣化してしま
う。そのため、上記記録密度の向上によるランニングコ
ストの低減、小形化、軽量化と、高画質化、高音質化と
２両立させることが困難であつた。これら号両立させる
一方法として、音声信号をＦＭｔ、、映像信号記録トラ
ック上に回転ヘッドにて多重記録する方法がある。この
方法により、テープ走行速度の影響をほぼ受けなくなる
ため、ワウ、フラクタ特性、再生Ｓ／Ｎ、再生周波数特
性などの再生音質を確保することができ、高音質化を達
成できる。しかしながら、この方法では映像信号と音声
信号とが同一トラック上に記録されるため、編集等にお
ける音声信号のみの後追い記録（音声ダビング）を行な
うことができないという問題があるＣ上記音声ダビング
と高音質とを両立させる一方法として、特公昭６０−８
５２５号に記載されているように磁気テープを回転シリ
ンダに従来よりもθだけ多く巻付け、映像信号記録トラ
ックと音声信号記録トラック（θ部分）とを分割し、こ
の音声信号記録トラックには時間軸圧縮した音声信号２
記録する方法がある。また、この方法の応用として、特
開昭５８−２２２４０２号に記載されているように、映
像信号記録トラックを複数のトラックに分割し、各分割
トラックに時間軸圧縮した音声信号を記録し、映像信号
プラス音声信号記録モードと、音声信号専用記録モード
とを有したＶＣＲが提案されている。

〔発明が解決しようとする問題点〕

ところで、家庭用ＶＣＲでは磁気テープの記録可能時間
をできるだけ長くし、テープ利用効率をあげることが必
要である。そこで、上記した時俣軸圧縮音声信号を記録
するエリアはできるだけＪ−さいことが望ましい。

しかしながら、磁気テープ上に記録できる波長には限界
があり、現状の家庭用高密度記録ＶＣＲ。

では高々７〜８　ＭＨｚ程度までである。

一方、高音質化を達成するためには、 ダイナミックレンジ：　ＢＯｃＬＢ以上周波数帯域　　
　　：１５ＡＨｚ　　以上が必要となる。この音質を得
るために、たとえばパルス、コード変調（ＰＣＭ）を用
いたとすると音声信号データだけでも、 ５２　（ＫＨｚ　）　Ｘ　１４（Ａｉり　ｘ　２　（Ｃ
Ａ）　＝　０．８９６Ｍｈ番ｔ／！が最低必要であり、
時間軸を１／６に圧縮（音声信号記録エリア：約３０°
、映像信号記録エリア＝１８０°）したとすると、記録
に必要な音声データの伝送レートは、 ０、Ｂｑ６　（Ｍｂｉｔ　／ｒ　）　ｘ６−５．３７６
　（Ｍ”ｔ／’　）必要となる。このほかに、アドレス
データ、エラー訂正データ等を記録する必要があり、記
録信号の伝送ビットレートとしては変調方式にもよる力
瓢１　（３Ｍｂｉ　ｔ　／ｚ程度が必要となる。

したがりて、上述の高音質化と、音声ダビングなどの機
能及びテープ利用効率の向上と２両立さ・せるためには
、伝送ビットレートを低くして、かつ高音質を確保する
信号記録方法が不可欠であるが、上記従来技術では、こ
れらの点に触れていない。

本発明の目的は、上記高音質化と、音声ダビング等の機
能及び高密度記録ご達成するディジタル信号記録再生シ
ステム号提供することにある。

〔問題点を解決するための手段〕

上記目的２達成するために、入力音声信号をアナログ−
ディジタル変換（ＡＤＣ）にて１６ビツト９デイジタル
信号に変換したのち、このディジタル信号のダイナミッ
クレンジを対数的に１４に圧縮して（ディジタルＮＲ）
、ディジタル信号の情報ビット数を１０ビツトに圧縮し
たのち、時間軸圧縮及び変調して磁気テープ上に記録号
行なう。なお１、入力信号レベルは、上記ＡＤＣの入力
ダイナミックレンジを越えたことを検出するＡＤＣオー
バーロード検出出力と、上記ディジタルＮＲの信号処理
におけるオーバーロード検出出力との和信号（ＯＲ信号
）を指針として、オーバーロードが発缶しないように制
御する。

また、再生時には再生信号を復調及び時間軸伸長して得
られた１０ビットディジタル信号を上記タイナミックレ
ンジ圧縮特性と逆特性を有する伸長。

手段（ディジタルＮＲ）で、元のダイナミックレンジに
伸長（１６ビツトデイジタル信号にする。）し、ディジ
タル−アナログ変換（ＤＡＣ）を通して再生音声信号を
得る。このようにすることで、ダイナミックレンジ：Ｂ
ＯｄＢ以上、周波数帯域：１５１Ｇ（ｚ以上の高音質を
確保したままで、記録ディジタル信号のビット数を低減
でき、かつ、上記オ／（−ロード検出方法を用いること
で最適な記録レベル設定が行なえる。

〔作用〕

上記ディジタル信号のダイナミックレンジを圧縮伸長す
るディジタルＮＲは、第１図に示すようなＩＩＲ形ディ
ジタルフィルタで構成された第１のエンファシス回Ｍと
、第２のエンファシス回路。

ウェーティング回路と振幅レベル検波回路と、割、掛算
回路とで構成することにより、圧縮時（記録時）は、入
力される１６ビツトのディジタル信号３、第１のエンフ
ァシス回路、第２のエンファシス回路、ウェーティング
回路で高域強調された信号を入力とす穏幅レベル検波回
路の出力信号によって割算することで、ダイナミックレ
ンジを対数的に１４　に圧縮した１０ビットディジタル
信号を得る。

ここで、上記第２のエン７アシス回路とウェーティング
回路は、記録時には同一の高域強調特性を有しており、
定常状態（検波回路の動作期間）。

では、第１のエンファシス回路の特性のみが与えられた
圧縮ディジタル信号が得られ、検波回路の不感期間に相
当する状態（低域大振幅侶号上に高域小信号が重畳され
たような状態）においては、第１のエンファシス回路と
第２のエンファシス回路の両方の特性が与えられた圧縮
ディジタル信号が得られる。このようにすることで、伝
送ビット。

レートの低減を目的とするダイナミックレンジの圧縮に
伴ない発生する雑音、すなわち、ノイズレベル変動に起
因するノイズの息づき現象（ブリージング現象）を軽減
している。

さらに、振幅レベル検波回路において、小信号レベルか
ら急に大信号レベルが入力した場合のエンファシス等に
よるオーバーロード防止のために短かいアタックタイム
特性を与え、大信号レベルから急に小信号レベルになっ
た場合には小信号時のブリージング現象を軽減するため
に、一定時間の圧縮動作停止（ホールドタイム特性）を
行なった後にリカバリタイム特性な与えている。なお、
ホールドタイム特性は、振幅レベル検波回路出為の脈動
を低減する働きがあるため、低域信号の歪率改善も行な
う。

また、伝送可能なダイナミックレンジを有効に利用し、
Ｓ／Ｎの良好な記録を行なうための入力信号レベ／Ｉ／
調整は、入力信号ごディジタル信号に変換するＡＤＣの
オーバーロードを検出する第１の検出信号と、ダイナミ
ックレンジを圧縮するディジタルＮＲのオーバーロード
を検出する第２の検出信号とのＯＲ信号にてオーバーロ
ードラ監視しながら行なう方式であるため、上記ＡＤＣ
ではオーバーロードとならないが、高域強調特性を有す
るディジタルＮＲではオーバーロードとなるような低レ
ベルの高域信号が入力された場合でも、確実にオーバー
ロードを検出でき、音質劣化を防止できる。

再生時には・再生ディジタル信号（１０ビツト）を第１
のエンファシス回路、第２のエン７アシス回路で高域抑
圧（ディエンファシス）した信号と０、再生ディジタル
信号（１０ビツト）をウェーティング回路で高域強調し
、振幅レベル検波回路で振幅検波した出力信号との掛算
な行なうことでダイナミックレンジを元のレンジに伸長
している。

ここで、上記第１のエンファシス回路と第２のエンファ
シス回路は、再生時には記録時と逆特性の高域抑圧特性
を有するように係数を切換えられる。また、検波回路は
、記録時と同様にアタックタイム特性、ホールドタイム
特性、リカバリタイム特性を有している。

このようにダイナミックレンジのディジタル信号処理に
よる圧縮伸長により伝送ビットレートの低域を行なうと
ともに、ダイナミックレンジ圧縮・伸長によりて生じる
音質劣化（プリージング現象１オーバーロード等）の防
止を行なっている。

また、ディジタル信号処理により上記圧縮伸長・・３行
なっているため、素子バラツキによるアタックタイム特
性、ホールドタイム特性、リカバリタイム特性、エン７
アシス特性等の特性バラツキが生じない。時定数やレベ
ル等の調整が必要なく、かつ、時定数等の周辺部品も必
要ないので、ＩＣ化に適していると共に、小形、軽量の
ディジタル信号記録再生装置が構築できるなどの多くの
メリットを有している。

〔実施例〕

以下、本発明の実施例について図面を用いて詳細に説明
する。

第１図は、本発明の一実施例を示すシステムブロック図
である。

記録時（５時）には、入力端１及び２から入力した左側
（Ｌ）と右側（Ｒ）音声信号は、各々スイッチ回路（５
Ｗ）５．６　（ＰＢ側）を通ったのち・帯域制限フィル
タ（ＬＰＦ）７．８にて折返し雑音防止のため、サンプ
リング周波数（例えば、６４ＫＨ２）。

の３以下に帯域制限される。Ｌ　Ｐ　Ｆ　７．８の出力
。

信号は、ＳＷ９とＡＤ変換回路（ＡＤＣ）１１にて８、
Ｌ、Ｒ順次の１６ビツトのディジタル信号に変換される
。ここで、ＳＷ９は入力端２１８より入力するり、Ｒ切
換信号にて制御される。ＡＤＣｌｌの出力信号は、５Ｗ
１３（Ｐｒｒ３側）を通ってディジタルＬＰＦ１４にて
、記録音声信号帯域（例えば、１５ＫＨｚ）に帯域制限
及びサンプリング周波数変換（６４ＫＨＺから３２ＫＨ
ｚへ）されたのち、ディジタルノイズリダクシ冒ン（デ
ィジタルＮＲ）１６で入力音声信号のダイナミックレン
ジをンに対数圧縮され、１６ビツトデータから１０ビツ
トデータにデータ圧縮される。ディジタルＮ　Ｒ１（Ｓ
の出力信号は、１０ビット→旧ビット変換回路２５にて
、さらに１０ビツトデータが８ビツトデータに折線圧縮
されたのち、ＰＣＭ記録処理回路２７にて、エラー訂正
用データ、アドレス等が付加されたのち、時間軸圧縮・
変調が行なわれてＲＥＣアンプ５４を通して、回転ヘッ
ド２９３０にて磁気テープ３１上に記録される。なお、
ＰＣＭ記録処理回路２７．ＲＥＣアンプ３４は、入力端
３９より入力されるヘッド切換信号に基づいて制御され
る。また、ＲＥＣアンプ３４には、入力端５５より映像
信号が５Ｗ３８を通して入力され、上記ＰＣＭ信号とト
ラックを分割して記録される。Ｓ　Ｗ２Ｂは、ＰＣＭ信
号のみ記録時にオープン（非導通）となる０ ココテ、ティシタ＃　Ｎ　Ｒ１６は、ＩＩＲ形（ＩｒＬ
ｆｉ−ｎＬｔｔ　Ｉ苧１ｓｇ　Ｒｅｘｐａｎｓｅ　）デ
ィジタｈ７Ｈｋ−て構成される第１及び第２のエン７ア
シス回路２１，２２゜ウェーティング回路２３．振幅レ
ベル検波回路１９゜割算回路１８．掛算回路１７．　Ｓ
　Ｗ　２０．２４とで構成されている。このディジタル
Ｎ　Ｒｊ６の動作について第２図のフローチャートを用
いて説明する。ディジタルＬ　Ｐ　Ｆ１４の出力信号Ｘ
（第２図ステップＣ）は、割算回路１８にて振幅レベル
検波回路１９の出力信号Ｙにて割られる（ステップｄ）
。割算回路１８゜の出力信号は、５Ｗ２０（ＰＢ側）Ｐ
通りて、エン７アシス回路２１．エンファシス回路２２
にて高域強調されたのち（ステップ−２ｆ）、一方は圧
縮出力として１０ビット→８ビット変換回路２５に出力
され、他方は５Ｗ２４（′ＦＢ側）を通りて、ディジタ
ルＮＲ１６の制御信号を発生するウェーティング回路２
３゜検波回路１９に出力する。ウェーティング回路２５
はエンファシス回路２２と同一の特性を有しており、エ
ンファシス回路２２の出力信号はウェーティング回路２
３でさらに高域強調されたのち（ステップダメ振幅レベ
ル検波回路１９内で絶対値変換（ステップ、１）が行な
われ、この出力レベルＷとディジタ／ｋＮ　Ｒ１６の制
御信号である検波回路１９の出力信号Ｙ（第２図中■の
出力信号）とが比較され、比較結果に応じて、ディジタ
ルＮ　Ｒ１６の過渡応答特性を＃御するホールド、リカ
バリ、アタックの３モードに分けられる（ステップ７＋
　４．　？ＰＬ　）。

アタックモードでは、ステップｊにおいて検波出力信号
Ｙが絶対値変換出力信号Ｗより小さい場合（Ｗ≧Ｙ）で
あり、検波回路定数としてアタック係数（例えば、アタ
ックタイム３７７ＬＪ’　）が設定され、検波回路１９
にて入力信号レベルが検波され・検波出力信号Ｙとして
出力される（ステップｎ、ｐ％ホールド及びすカバリモ
ードは、ステップｊにおいてＷくＹの場合であり、まず
ホールドモードが行なわれ（検波動作停止と検波出力の
ホールド久一定時間経過後（ステップｒｒＬ）リカバリ
モードとなる。

ホールドモードは、圧伸によるノイズの息継ぎ現象を軽
減するため、一定時間（例えば、１５７７！」）ディジ
タ／Ｌ／ＮＲ１６の動作をホールドするものである。ま
ず、振幅レベル検波回路１９の演算をホールド期間停止
し、その期間は演算停止前の検波回路出力信号をホール
ドする（ステップｚ、ｔ）。リカバリモードは、ホール
ド期間終了後、リカバリ期。

間（例えば４ＱｍＪ′）振幅レベル検波回路１９への入
力信号レベルを零とし、かつ、検波回路定数をリカバリ
係数に設定されたのち、検波回路１９の演算結果を出力
する（ステップ’＋　ｔ＋　ｒ）。なお上述のごとくウ
ェーティング回路２３とエン７アシス回路２２とは同一
の特性を有していることから、定常状態（検波回路１９
の動作期間）では、エンファシス回路２１の特性のみが
付加され、過渡状態（検波回路１９゜の不応動状態）で
はエン７アシス回路２１とエンファシス回路２２の特性
の両方が付加されることになる。このようにすることで
、プリージング現象の軽減を図り、ダイナミックレンジ
圧縮伸長による音質劣化を防止している。次に、オーバ
ロード検出系について説明する。記録信号レベルは、再
生信号のＳ／Ｎ、歪率を確保する上で重要な事項であり
−なるべく伝送ビットすべてを利用するように大きなレ
ベルとすることが必要である。特に、ディジタル信号処
理では入力過大によりハードクリップ歪となり、大変耳
障りとなるため、オーバーロード検出が重要となる。第
１図において、ＡＤＣｌｌのオーバーロードをオーバー
ロード検出回路４０で検出し、一方、高域強調特性２有
するディジー！ｌルＮ　Ｒ１６のオーバーロードは、エ
ンファシス回路２２のオーバーロードを検出するオーバ
ーロード検出回路４３で兼用検出する。ここで、ＡＤＣ
ｌｌとディジタルＮ　Ｒ１６とのオーバーロードを各々
検出する理由は、ディジタルＮ　Ｒ１６は高域強調特性
を有しているため、ＡＤＣｌｌではオーバーロードとな
らない低レベルの高域信号が入力された場合にも、ディ
ジタルＮ　ＲＬ６ではオーバーロードとなる可能性があ
るためである。オーバーロード検出回路４０とオーバー
ロード検出回路４３の出力信号は、サンプリング周波数
が６４ＫＨｚと３２ＫＨ２と異なるため、周波数変換回
路２５５でオーバーロード検出回路４０の出力信号をに
として、出力信号数な同一としたのち、オア回路２２３
に入力する。オア回路。

２２３の出力信号をインバータ２２０．アンド回路２２
１、２２２と、入力端２１８より入力するＬＲ切換信号
及び入力端２１９より入力する記録再生（ＦＢ／ＰＢ）
切換信号にて、Ｌ信号用とＲ信号用とに振分ける。

この振分けられた信号が、Ｌ信号用とＲ信号用のオーバ
ーロード検出信号である。これらオーバーロード検出信
号は、パルス幅拡張回路２２４．２２５で一定幅以上に
パルス幅を拡張されたのち、表示回路２２６．２２７に
てオーバーロード表示を行なう。この表示出力にもとづ
いて、入力信号レベルなポリニーム５６．５７にて制御
する。なお、ＡＤＣｌｌとディジタルＮ　Ｒ１６の動作
サンプリング周波数が同一の場合には、上記周波数変換
回路２５５は必要ない。

次に再生時について説明する。

再生時（ＰＢ時）には、磁気テープ３１より回転ヘッド
２９．３０にて再生された再生信号は、プリアンプ３５
で増幅され、一方は出力端３６より映像信号再生処理回
路（図示せず）に出力される。他方は８、データ、ス）
ｏ−プ回路３２に出力され、波形等化の後にデータ再生
されて、再生ディジタル信号となる。この再生ディジタ
ル信号は、ＰＣＭ再生処理回路２日にて、復調９時間軸
伸長、エラー訂正などが行なわれて、８ビツトデータに
なる。この８ビツトデータは、８ビット→１０ビット変
換回路２６にて１０ビツトデータに伸長されたのち、デ
ィジタルＮ　Ｒ１６にて元のダイナミックレンジに伸長
され、１６ピツトデータとなる。ディジタルＮＲ１６の
出力信号は、５ＷＢ（ＰＢ側）を通って、ディジタルＬ
ＰＦ１４にて不要帯域成分の除去及びサンプリンダ周波
数変換（３２ＫＨ２から６４ＫＨ２へ）されたのち、Ｄ
Ａ変換回路（ＤＡＣ）Ｒにてアナログ音声信号に変換さ
れ、５Ｗ１０にてり、Ｈの２チャンネル信号に交互に振
分けられたのち、ＳＷ５，６及びＬＰＦ７，８で不要帯
域成分除去後に、出力端３，４より再生音声信号として
出力される。

第３図を用いて、ディジタルＮＲ１６Ｏ再生時動作を説
明する。８ビット→１０ビット変換回路２６の出力信号
は、Ｓ　Ｗ　２０．２４　（ＰＢ側）を通して、ウェー
ティング回路２３．エンファシス回路２１に入力する（
ステップに、α′）。ここで、エンファシス回路２１の
係数は、入力端１５より入力する動作切換信号にて切換
わり、ディエンファシス特性（高域抑圧特性）ひ有する
。エンファシス回路２１の出カバ、エン７アシス回路２
２に入力しくステップｂ′）、一方ウニーティング回路
２３の出力信号は、振幅レベル検波回路１９（ステツプ
ノ′〜ｔ’　）に入力する。ここで、エン７アシス回路
２２も動作切換信号に応じて切換わり、ディエンファシ
ス特性２有する。なお、各ディエンファシス特性は）記
録時の各エンファシス特性を打消す（逆特性）特性であ
る０工ンフアシス回路２２の出力信号は、掛算回路１７
に入力し。

掛算結果（ステップＣ′）が５Ｗ１５（ＰＢ側）を通し
。

てディジタルＬＰＦ　１４．ＤＡ　１２．５Ｗ１０，５
，６．ＬＰＦ７，８を経て、出力端６，４より伸長出力
として出力される（ステップｌ、ｅ′、ｆ；ｌ′）。な
お、振幅レベル検波回路１９内の動作は、第２図と同一
であるｑで説明を省略する０以上説羽した実施例におい
ては、１６ビツトデータを８ビツトデータに圧縮してい
ることから、音声データに関してわに圧縮されたことに
なり、記録信号伝送ビットレートを少なくとも３以下に
できる。また、音質面に関しては。

（１）サンプリング周波数：　３２ＫＨｚ（２）量子化
ビット数：１６ビツト から、 （１）音声帯域：　１５ＫＨｚ以上 （２）ダイナミックレンジ：９０ｄ、Ｂ以上を得ること
ができ、かつ、適確なオーバーロード検出により入力信
号レベルを最適レベルとすることができる。

次に、ＡＤＣｌｌの具体的な回路構成の一例を第４図に
示す。第４図は、オーバーサンプリング方式のＡＤＣの
一例である。入力端２３１より入力したアナフグ信号は
、減算回路２３２にて前サンプリングデータとの減算が
行なわれる。減算回路２３２の出力信号は、積分回路２
３５にて積分されたのち。

加算回路２３４で該積分回路２３３の出力信号と該鴫算
回路２３２の出力信号が加算され、前サンプリングデー
タとの差信号が生成される。この差信号は、サンプル、
ホールド回路（Ｓ／Ｈ）　２３５でサンプル　ホールド
されたのち、レベル比較回路２３９゜２４０、２４１に
入力する。なお、サンプル、ホールド回路２３５は、入
力端２５１から入力するサンプリング信号（例えば、２
ＭＨｚ）にて動作する。レベル比較回路２４１では基準
電圧ＶＥ　（例えば、２．５Ｖ）と大小比較され、差信
号が大きい場合′１′を出力し小さい場合゛０′を出力
する。この出力信号に応じて、５Ｗ２４８を通して、デ
ィジタル積分回路２４９に８２８または−８２８の信号
レベル？有するディジタルデータを送出する。ディジタ
ル積分回路２４９゜で積分されたディジタルデータは、
一方はデジメータ回路２５２に出力され、他方は８　ｂ
ｉｔ　＋　ＤＡＣ２５，０に出力される。８　ｂｉｔ＋
ＤＡｃ　２５０では、上記積分されたディジタルデータ
に応じたアナログ信号を発５生し、減算回路２３２に送
出する。この８　ｂｉｔ　−）−］）人Ｃ２５０の出力
信号が前サンプルの近似信号であるｐデジメータ回路２
５２では、上記２ＭＨｚサンプルの８ビツトデイジタル
データを間引くことにより、６４ＫＨｚサンプル１６ビ
ツトのディジタル信号に変映し、出力端２５３より出力
する。また、レベル比較回路２３９．２４０オア回路２
４４とでオーバーロード樅出回路４０を構成している。

レベル比較回路２３９゜２４０は、Ｓ　／Ｈ２３５の出
力信号２基準電圧ＶＡ　（例えば、２．６Ｖ　）　、Ｖ
Ｏ（例工＆！、２．４Ｖ　）　テ大小比較ヲ行ない、Ｓ
／Ｈ２３５の出力信号がＶＡより大きい場合にレベル比
較回路２３９が１１′号出力し、ＶＯよりも小さい場合
にレベル比較回路２４０が　１２出力する。ここで、基
準電圧ＶＡ、　ＶＢ、　ＶＯはＶＡ　＞　ＶＢ　）　Ｖ
Ｏ であり、 である。

レベル比較回路２５９　、２４０の出力信号を入力とす
るオア回路２４４の出力信号が、オーバーロード検出信
号として出力端２４５より出力される。

次にディジタルＮＲ１６の具体的な回路構成の一例を第
５図に示す。第５図において、破線で囲んであるブロッ
ク２１．２２がエン７アシス回路２１及び２２であり、
ブロック２５がウェーティング回路２３゜ブロック１９
が検波回路１９である。エンファシス回路２１．エンフ
ァシス回路２２．ウェーティング回路２３ハ、同一構成
のＩＩＲ形ディジタルフィルタで構成されており、かつ
、各回路は交互に送出されるＲ信号、Ｌ信号に対応する
ように切換ＳＷにて制御される。エンファシス回路２１
は、加算器２００．。

２０１、掛算器’４４９．５０．ディレィ用のラッチ回
路４６．４７　、　Ｌ　、Ｒ信号切換用Ｓ　Ｗ　４５．
４８　、係数メモリ５３．５４．１４７．１４８．係数
切換用Ｓ　Ｗ　５１．５２．１４５と負数化回路５５で
構成されている。エンファシス回路２２は、加算器５６
．５７　、掛算器５８．６３．６４　、ディレィ用のラ
ッチ回路６０．６１　、　Ｌ、Ｒ信号切換用５Ｗ５９゜
６２、係数メモリ６７、６８．１４９．１５０　、係数
切換用５Ｗ６５、６６、１４６．負数化回路６９で構成
されている。ウェーティング回路２３は、加算器７０，
７１．掛算器７′４７７、７Ｂ　、ディレィ用のラッチ
回路７４．７５　、　Ｌ、Ｒ信号用切換Ｓ　Ｗ　７３．
７６　、係数メモリ７９．８０．８１で構成されている
。

振幅レベル検波回路１９は、検波部２１５．絶対値変。

換回路８２．ホールド回路２１３．アタック、リカバリ
、ホールド制御部２１２，２１４で構成されている。検
波部２１５は、加算器８４．８５．掛算器９２．ディレ
ィ用のラッチ回路８９．９０　、Ｌ　、Ｒ信号用切換５
Ｗ８６゜９１、係数メモリ９４．９５　、係数切換用５
Ｗ９３．アタック、リカバリ、ホールド制御用Ｓ　Ｗ　
Ｂ５．８７．８８で構成されている。ホールド回路２１
３は、ディレィ用のラッチ回路９９．１００．　Ｌ、Ｒ
信号用切換５Ｗ９６゜１０１、ホールド用Ｓ　Ｗ　９７
．９８で構成されている。

アタック、リカバリ、ホールド制御部２１２，２１４は
、比較回路１０２．１０５　、　％　／　マに＋　（Ｍ
ＭＶ　）　１０３゜１０４、１０６．１０７　、Ｌ　、
　Ｒ信号用切換Ｓ　Ｗ　１０８．１０９で構成されてい
る。なお、アタック、リカバリ、ホールド制御部２１２
は、Ｌ信号制御用で為アタック。

・リカバリ、ホールド制御部２１４はＲ信号制御用であ
る。また、エン７アシス回路２１．エン７アシス回路２
２．ウェーティング回路２３．検波部２１５の、各係数
例は表１に示すようであり、 表ｔ　各部係数値 エンファシス回路２１とエン７アシスｌ１ｉｌ路２２は
、記録時（Ｆ　Ｂ）と再生時（ＰＢ）とで係数を切換え
る。

ただし１記録と再生とで逆特性となれば良いので単に係
数の入れ替え用ＳＷと負数化回路で達成できる。また１
表１に示した係数で得られる高域強調特性は、表２に示
す値となる。

このディジタルＮＲ１６でのアタックタイム特性ホール
ドタイム特性、リカバリータイム特性の一例を第８図に
示す。

表２　高域強調特性 次に本発明の他の一実施例について第６図を用いて説明
する。なお、第６図は２、第１図とほぼ同一の構成であ
り、オーバーロード検出のみ異なるのでこの部分につい
て説明する。また、同一の働きをするブロックには同一
の番号を付した。ＡＤＣｌｌのオーバーロードをオーバ
ーロード検出＠路４０で検出する。また、ディジタルＮ
　Ｒ１６のオーバーロードは、高域強調によるオーバー
ロードをエン７アシス回路２２のオーバーロード検出回
路４３の出力にて兼用検出し、アタック特性によるオー
バーロードを１１算回路１８のオーバーは一ド検ｔＢ回
路４１の出力信号にて兼用検出し、これらオーバーロー
ド検出回路４１．４５の出力信号のオア信号にて検出す
る。第一バーロード検出回路４０とオーバーロード検出
回路４ｉ、　４３の出力信号は、サンプリング周波数が
異なるため、周波数変換回路２５５でオーバーロード検
出回路４０の出力信号周波数を分周し、オーバーロード
検出回路４１．４３の出力信号と同一としたのち、オア
回路２２８に入力する。オア回路２３８の出力信号をイ
ンバータ２２０．アンド回路２２１゜２２２とからなる
回路で、Ｌ信号用とＲ信号用とに振分け、パルス幅拡張
回路２２４．２２５　、　表示回路２２６゜２２７を通
して表示する。

次に他の一実施例について第７図を用いて説明する。な
お、第１図と同一の働きをするブロックについては同一
の番号を付した。記録時には、入力端１，２から入力し
たＬ信号とＲ信号は、各々ＳＷ５，６（ＰＢ側）′ｆ：
通ったのち、Ｌ　Ｐ　Ｆ　７．８にて折返し雑音防止の
ため、サンプリング周波数の３以下に帯域制限される。

ＬＰＦ７，８の出力信号は、ＳＷ９とＡＤＣｌｌにて〜
Ｌ、Ｒ順次の１６ビツトのディジタル信号に変換される
。Ａ　Ｄ　Ｃ１１の出力信号は、５Ｗ１３（ＰＢ側）を
通ってディジタルＬ　Ｐ　Ｆ１４にて音声帯域（１ｓＫ
Ｈｚ）に帯域制限し、かつ、サンプリング周波数を６４
ＫＨｚから３２　Ｋ　Ｈｚへ変換したのち、ディジタル
Ｎ　Ｒ１６へ入力する。ディジタｋＮＲ１６では、まず
、９Ｗ１４２ｉ通ってエンファシス回路２１にて高域成
分を強調したのち、割算回に１８に入力する。割算回路
１８では、振幅レベル検波回路１９の出力信号レベルに
応じて入力音声信号のダイナミックレンジを対数的に３
に圧縮するように動作する。割算回路１８の出力信号は
、５Ｗ１４′５を通ってエン７アシス回路２２でさらに
高域＃を調されたのち、一方は１０ビット→８ビット変
損回路２５を通って８ビツトデータになったのち、ＰＣ
Ｍ記録処理回路２７．ＲＥＣアンプ３４を経て、回転ヘ
ッド２９．５０にてテープ３１上に記録される。他方は
、ウェーティング回路２３を通って高域強調されたのち
１振幅レベル検波回路１９に入力し、振幅レベルが検波
されダイナミックレンジを圧縮するための割算回路１８
の入力データとなる。また、ＡＤＣｌｌのオーバーロー
ドは、オーバーロード検出回路４Ｌにて検出される。デ
ィジタルＮ　Ｒ１６のオーバーロードは、エンファシス
回路２１０オーバーロード検出［ｉ［４２とエンファシ
ス回路２２のオーバーロード検出回路４３の出力信号に
て高域強調によるオーバーロードご検出し、割算回路１
８のオーバーロード検出回路４１の出力信号にてアタッ
ク特性によるオーバーロードを検出する。オーバーロー
ド検出回路４０の検出出力は、オーバーロード検出回路
４１゜４２．４３の出力とは周波数が異なるため、周波
数変換回路２５５で同一周波数としたのち、オア回路２
２９で周波数変換回路２５５の出力信号とオーバーロー
ド検出回路４１．４２．４３の各出力信号のオア信号を
作成し、この信号にてシステム全体のオーバーロード検
出を行ない、入力信号レベルをポリ為−へ５６．５７に
て最適記録レベルとする。

再生時（ＰＢ）には、記録時と全く逆の動作を行なって
ディジタルＮ　Ｒ１６にてダイナミックレンジを２倍に
伸長する。つまり、８ビット→１０ビット変換回路２６
の出力信号（１０ビツトデータ）は、ＳＷ　１４３．１
４４を通って、エンファシス回路２２とつＪ−ティング
回路２５に入力する。ここで、２つのエン７アシス回路
２１．２２は、入力端１５より入力する動作切換信号に
より記録時とは逆特性となるように係数が切換えられる
。エン７アシス回路２２のＷ力信号とウェーティング回
路２３にて高域強調された信号の振幅レベルを検波回路
１９にてレベル検波した検波出力とが掛算器１７で掛算
され、ダイナミックレンジが元のレベルに伸長される。

掛算器１７の出力は、エン７アシス回路２１でＰＢ時に
は高域抑圧さレタノち、５Ｗ１３．ディジタルＬ　Ｐ　
Ｆ１４Ｔｒ：経て、ＤＡＣ１２にてアナログ信号に変換
される。

ＤＡＣ１２の出力、信号は、５Ｗ１０，５，６．　　Ｌ
ＰＦ７．８を通って出力端３，４から出力される。なお
、各ブロック動作は、第１図と同様であるので、詳細説
明は省略する。

次に他の一実施例について第９図を用いて説明する。第
９図は、第１図、第７図に示したディジタルＮ　Ｒ１６
のエンファシス回路２１．２２　、ウェーティング回路
２３の周波数特性が平坦特性である場合を示している。

つまり、第１図、第７図のエン７アシス回路２１．２２
及びウェーティング回路２３コバイパスした構成である
。

このような構成においては、記録時に高域強調がなされ
ないため、オーバーロードとしてはアタックタイム特性
にて生じるものと、ＡＤＣｌｌにて生じるものとを監視
すればよい。よって、割算回路１８のオーバーロード検
出回路４１の出力信号と１ＡＤＣ１１のオーバー四−ド
検出回路４０及びＡＤＣｌｌとディジタルＮ　Ｒ１６の
動作サンプリング周波数の違いを変換する周波数変換回
路２５５にて得られるＡＤＣオーバーロード検出信号の
オア信号（オア回路２６０の出力信号）に基づいてシス
テム全体のオーバーロードを検出し、入力信号レベルを
ポリニーム５６．５７にて最適記録レベルに調整すれば
よい。このように、ディジタルＮ　Ｒ１６によるダイナ
ミックレンジの圧縮伸長により、記録データ伝送レー１
’？％以下に低減できる。また、オーバーロード検出を
ＡＤＣのオーバーロードとディジタルＮＲのオーバーロ
ードとの和信号にて行なうことで、確実な検出が行なえ
、最適記録信号レベルを設定できる。また、本発明の主
旨を達成するためには、実施例で示したほかにも種々の
構成が考えられるが、どのような構成でも良いことは明
らがである。

〔発明の効果〕

以上説明したように本発明によれば、 （１）　　ディジタル信号のダイナミックレンジを圧縮
伸長することで伝送ビットレートの低減を図るとともに
、ダイナミックレンジの圧縮伸長により生ずるプリージ
ング現象やオーバーロードによる音質劣化を２系統のエ
ン７アシス回路とつニーティング回路及びアタックタイ
ム特性、ホールドタイム特性、リカバリタイム特性と、
ＡＤＣｔ−）＜−ｏ−ド検出及びディジタルＮＲオーバ
ーロード検出とで防止し、低伝送ビットレートと高音質
化とを達成できる。

（２）　　ディジタルＮＲの圧縮動作、伸長動作を記録
再生にて係数データ切換と信号切換とで兼用化が行なえ
る。

（３）上記特徴より、超小形、軽量のディジタル情報の
記録再生装置の構築が可能である。

など数多くのメリットを有しており、その効果は大であ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の一実施例を示すブロック図、第２図
、第５図は第１図の動作を説明するための７０−チャー
ト、第４図はＡＤＣの具体的構成の一例２示すブロック
図、第５図はディジタルＮＲの具体的−構成例を示すブ
ロック図、第６図、第７図、第８図、第９図は、本発明
の他の一実施例を示すブロック図である。 １６・・・ディジタルＮＲ，１７・・・掛算器、１８・
・・割算器、１９・・・振幅レベル検波回路、２１、２
２・・・エンファシス回路、２０．２４．１１４．１１
８，１１９・・・ＳＷ第　２コ 第　３　国 Ｎ　　　＆　　　　　　　　　〜　　　　　　　　　　
（４・Ｎ躬　ｇ　閉 （α）

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １、複数の回転ヘッドにて時間軸圧縮されたディジタル
   信号を記録再生する磁気記録再生装置において、入力さ
   れるアナログ信号をディジタル信号に変換する手段と、
   該ディジタル信号を入力とし高域強調する手段を有する
   ダイナミックレンジ圧縮手段と、上記ディジタル信号変
   換手段のオーバーロードを検出する手段と、上記ダイナ
   ミックレンジ圧縮手段のオーバーロードを検出する手段
   と、該ダイナミックレンジ圧縮手段の出力信号をＰＣＭ
   信号に変換する手段とを有することを特徴とするディジ
   タル情報の記録再生装置。