JPS63117694A - インバ−タによる三相電動機の制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、インバータのパルス幅変調制御（以下単に
ＰＷＭ制御と称す）により三相電動機を制御する制御方
法に関するもので、特に電動機の正逆転制御に関するも
のである。

〔従来の技術〕

従来、この種の制御装置として第６図に示すものがある
。図において、（１）は運転周波数指令、（２）は電圧
指令を示し、上記運転周波数指令（１）に基いて電圧位
相演算器（８）から電圧位相指令（４）が演算出力され
、この電圧位相指令（４）と電圧指令（２）の入力を受
けるインバータを内蔵するＰＷＭパターン発生器（５）
により正逆転切替回路（６）を介して電動機への三相出
力υ、Ｖ、Ｗが出力されるようになっている。しかして
、上記正逆転切替回路（６）は、正逆転指令（γ）に基
いて上記ＰＷＭパターン発生器（５）の出力を切替える
ようになされ、正逆転指令（７）によシ正逆転切替回路
αＢ）が働き、逆転制御時はＰＷＭパターン発生器（６
）から出力されるＵ相とＶ相が切替えられて出力され、
正転制御時はＵ、Ｖ、Ｗ相がそのまま出力される。

上記構成による動作を第７図（ａ）　、　（ｂ）　、　
（ｃ）に基いてさらに詳細に説明すると、電圧位相演算
器（８）は出力すべき周波数指令（１）を受けて、その
周波数でインバータを運転すべく、基準となる出力電圧
の位相を演算する。第７図（ａ）では横軸の位相（θ＝
２πｆｔ、ｆ：インバーター周波数、ｔ：時刻）がこれ
に当る。ＰＷＭパターン発生器（５）　＋″１１．この
電圧位相指令（４）及び電圧指令（２）により基準とな
る６相正弦波（第７図（ａ）のび相、■相、Ｗ相）を内
部で計算する。さらに第７図（ｂ）で示す様にこの波形
と三角波キャリヤを比較する。例えばＵ相正弦波（αｃ
ｏｓθ）と三角波を比較しくＵ相正弦波）〉（三角波）
となる区間でＵ相を囁１１とし、逆の場合は気０〃とす
る。これによシ第７図（Ｃ）に示す様なＰＷＭパターン
が得られこれをＵ、Ｖ、Ｗとして出力している。しかし
て、この回路ではインバータを正逆運転するために正逆
転切換回路（６）が装備されている０正転時は正逆転指
令（７）にＶ″１！が与えられる。この場合、ＰＷＭパ
ターン発生器ａ四の出力Ｕ、Ｖ、Ｗはそのまま出力され
る。一方、逆転時には、正逆転指令（７）にはゝＯｌが
与えられ、この場合、出力Ｕ、ＶはＵ相、■相が入替っ
た信号として出力される。この様に、従来の回路では正
逆転を切替えるのに対し出力２相・を入替える方法を採
用していた０ 〔発明が解決しようとする問題点〕 従来のインバータのＰＷＭ制御においては正逆転を行う
場合、前述した様國単に出力２相を入替えているのみで
あり、切替時の磁束の位相を考慮していない。このため
特に正転より停止状態を経由せず直接逆転に切換る様な
時磁束が飽和して過大な突入電流が流れる場合があると
言う問題点があった。

この発明は上記の様な問題点を解消するためになされた
もので、正逆転の切換え時、過大電流が流れる事を防止
できる制御方法を提供することを目的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

この発明に係るインバータによる三相電動機の制御方法
は、運転周波数指令及び正逆転指令に基いて電動機の磁
束位相を演算する磁束位相演算器を備え、逆転時は、直
前の磁束位相よりπ進んだ磁束位相に相当するＰＷＭｔ
圧パターンを採用するようにしたものである。

〔作用〕

この発明の制御方法によれば、逆転切換時も最適なＰＷ
Ｍ電圧パターンが選択されるので磁束飽和による過大電
流を防止できる。

〔実施例〕

以下、この発明の一実施例を第６図と同一部分は同一符
号を付して示す第１図について説明する。

第１図に於いて、（８）は運転周波数指令（１）と正逆
転指令（７）に基いて電動機の磁束位相指令（９）を演
算する磁束位相演算器であり、従来の実施例である第６
図と比較すれば、従来例では電圧位相を計算するのに対
し、本実施例では電動機の磁束位相を計算している点が
異なり、ＰＷＭパターン発生器（５）は該磁束位相指令
（９）と電圧指令（２）に基いて、逆転時は直前の磁束
位相よシπ進んだ磁束位相に相当するＰＷＭ電圧パター
ンを発生するようになっている。

ところで、この発明による実施例の動作を説明する前に
、この方法のＰＷＭ電圧パターンの計算方法について説
明する。これはゝ電圧形インバータの磁束円近似法によ
るＰＷＭ制御制御外ばれるもので、第２図に示すインバ
ータに於いて、出力されるＰＷＭ出力電圧パターンは８
通りしかなく、これを電動機に印加した場合の各相コイ
ルの位相関係を考慮した合成電圧位相では第６図に示す
８個の電圧ベクトルとして表わされる。ここで、各電圧
ベクトルの番号について説明する。Ｕ、Ｖ。

Ｗ各相トランジスタについて、各々＋側が導通する場合
を％ｉ＃、−側が導通する場合をゝ０〃とし、これ（ｉ
−Ｕ、Ｖ、Ｗの順に並べる（例、Ｕ相＋。

Ｖ相−９Ｗ相−の時１，０．０）。これを２進２桁の数
と見なし、その数字をベクトルの番号とする（前記の例
ではｉ、ｏ、ｏであるので？、となる）０又、各相のト
ランジスタすべてが十又は一側で導通した時に９゜（−
側）、９．（＋側）となる。この時は零ベクトルと呼ば
れ電動機には電圧が印加されない。

これらの電圧ベクトルを適宜組合せて電動機磁束が円に
近い軌跡を描く様に制御することができる。この−例を
第４図に示すと、図でｖ＆ｌｖ６は選択された電圧ベク
トル、τ４．τ６は各々の電圧ベクトルの継続時間、λ
、は基準となる磁束ベクトル、４ｐは実際の電動機の磁
束ベクトル、φ。

ψは各々の磁束位相である。又、円の半径Ｒは磁束ベク
トルの絶対値である。

は電圧ベクトルヅ、、ψ６及び零ベクトルを適宜組合せ
ることで円近似された磁束ベクトルλ、が得られる。な
お、各位相での選択すべき電圧ベクトルは下記の通りで
ある。

本発明では前記の囁磁束円近似法によるＰＷＭ制御Ｉに
従って、第１図において磁束位相演算器（８）によシ磁
束の位相ψ、ＰＷＭパターン（電圧ベクトル）発生器（
６）により出力すべき電圧ベクトルを計算している。

次に、この方法で正逆転を切換える場合を検討する。従
来方法では得られた電圧パターンにより二相を入替える
事で正逆の切換えを行っているが、この場合、例えばυ
、■相を入替えた時の各電圧ベクトルに対する対応ベク
トルを下記に示すと次のようになる０ ？　□−ｗｉ　□、　？　、−＊ｖ、　、　Ｖ　３−）
Ｖ　、　、　Ｖ　、−＋１ｙ２゜９　Ｉ５→ｐ　、　、
　Ｗ　、−＋ｖ。

この場合、例えば第５図の２０点で正転よシ逆転に切換
った時、磁束ベクトルλｐは破線の如く正転時と同一円
周上を回転方向を逆にした軌跡を描くのが望ましい。し
かるに従来方法ではこの時点では電圧ベクトルｌ、？６
の代りにｉ２．ｉ６が選択される。このため破線で示す
如く磁束ベクトルの軌跡は大きく円よりずれる事となる
。これが磁束飽和による過電流の発生する原因である。

中 正逆転に対応させる電圧ペクトを下記の如くとしている
。

ψ、→９．９□→Ｖ５＋マ、→９４．マ、→ツ。

９、→９．　ｖ６→ツ、 この様に対応させる事で例えば第５図Ｐ。点では９４ベ
クトルの代シにＶ、ベクトルが選択され所期の目的が達
成される。上記の如く電圧ベクトルを対応させるには磁
束位相をπだけ進めた位相とすればよい。

〔発明の効果〕

以上の様に、この発明によれば、正逆転切換時に磁束ベ
クトルを同一円周上で逆転させる事ができるので、磁束
飽和の虞れがなく過大電流を防止することができる装置
が実現できる。

【図面の簡単な説明】 第１図はこの発明による一実施例を示す構成図、第２図
はインバータの構成図、第６図は電圧ベクトル図、第４
図は磁束ベクトルを円近似させる方法を説明するベクト
ル関係図、第５図は正逆切換時を説明するベクトル図、
第６図は従来のＰＷＭ制御回路を説明する構成図、第７
図Ｃ＆）　、　（ｂ）　、　（Ｃ）はそれぞれその動作
説明図である。 （１）：運転周波数指令　　（２）二を圧指令（５）　
；　ｐ　Ｗ　Ｍパターン発生器（７）：正逆転指令　　
　（８）：磁束位相演算器（９）：磁束位相指令

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 運転周波数指令及び正逆転指令に基いて電動機の磁束位
   相指令を演算する磁束位相演算器と、この磁束位相指令
   及び電圧指令に基いて電動機に所定のパルス幅変調制御
   出力パターンを与えるパルス幅変調電圧パターン発生器
   とを備え、逆転制御時は直前の磁束位相よりπ進んだ磁
   束位相に相当するパルス幅変調電圧パターンを与えるこ
   とを特徴とするインバータによる三相電動機の制御方法
   。