JPH0531399B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、インバータのパルス幅変調制御
（以下単にPWM制御と称す）により三相電動機
を制御する制御方法に関するもので、特に電動機
の正逆転制御に関するものである。

〔従来の技術〕

従来、この種の制御装置として第６図に示すも
のがある。図において、１は運転周波数指令、２
は電圧指令を示し、上記運転周波数指令１に基い
て電圧位相演算器３から電圧位相指令４が演算出
力され、この電圧位相指令４と電圧指令２の入力
を受けるインバータを内蔵するPWMパターン発
生器５により正逆転切替回路６を介して電動機へ
の三相出力Ｕ、Ｖ、Ｗが出力されるようになつて
いる。しかして、上記正逆転切替回路６は、正逆
転指令７に基いて上記PWMパターン発生器５の
出力を切替えるようになされ、正逆転指令７によ
り正逆転切替回路１３が働き、逆転制御時は
PWMパターン発生器５から出力されるＵ相とＶ
相が切替えられて出力され、正転制御時はＵ、
Ｖ、Ｗ相がそのまま出力される。

上記構成による動作を第７図ａ，ｂ，ｃに基い
てさらに詳細に説明すると、電圧位相演算器３は
出力すべき周波数指令１を受けて、その周波数で
インバータを運転すべく、基準となる出力電圧の
位相を演算する。第７図ａでは横軸の位相（θ＝
2πft、ｆ：インバーター周波数、ｔ：時刻）がこ
れに当る。PWMパターン発生器５はこの電圧位
相指令４及び電圧指令２により基準となる３相正
弦波（第７図ａのＵ相、Ｖ相、Ｗ相）を内部で計
算する。さらに第７図ｂで示す様にこの波形と三
角波キヤリヤを比較する。例えばＵ相正弦波
（αcosθ）と三角波を比較し（Ｕ相正弦波）＞（三
角波）となる区間でＵ相を“１”とし、逆の場合
は“０”とする。これにより第７図ｃに示す様な
PWMパターンが得られこれをＵ、Ｖ、Ｍとして
出力している。しかして、この回路ではインバー
タを正逆運転するために正逆転切換回路６が装備
されている。正転時は正逆転指令７に“１”が与
えられる。この場合、PWMパターン発生器５の
出力Ｕ、Ｖ、Ｗはそのまま出力される。一方、逆
転時には、正逆転指令７には“０”が与えられ、
この場合、出力Ｕ、ＶはＵ相、Ｖ相が入替つた信
号として出力される。この様に、従来の回路では
正逆転を切替えるのに対し出力２相を入替える方
法を採用していた。

〔発明が解決しようとする問題点〕

従来のインバータのPWM制御においては正逆
転を行う場合、前述した様に単に出力２相を入替
えているのみであり、切替時の磁束の位相を考慮
していない。このため特に正転より停止状態を経
由せず直接逆転に切換る様な時磁束が飽和して過
大な突入電流が流れる場合があると言う問題点が
あつた。

この発明は上記の様な問題点を解消するために
なされたもので、正逆転の切換え時、過大電流が
流れる事を防止できる制御方法を提供することを
目的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

この発明に係るインバータによる三相電動機の
制御方法は、運転周波数指令及び正逆転指令に基
いて電動機の磁束位相を演算する磁束位相演算器
を備え、逆転時は、直前の磁束位相よりπ進んだ
磁束位相に相当するPWM電圧パターンを採用す
るようにしたものである。

〔作用〕

この発明の制御方法によれば、逆転切換時も最
適なPWM電圧パターンが選択されるので磁束飽
和による過大電流を防止できる。

〔実施例〕

以下、この発明の一実施例を第６図と同一部分
は同一符号を付して示す第１図について説明す
る。

第１図に於いて、８は運転周波数指令１と正逆
転指令７に基いて電動機の磁束位相指令９を演算
する磁束位相演算器であり、従来の実施例である
第６図と比較すれば、従来例では電圧位相を計算
するのに対し、本実施例では電動機の磁束位相を
計算している点が異なり、PWMパターン発生器
５は該磁束位相指令９と電圧指令２に基いて、逆
転時は直前の磁束位相よりπ進んだ磁束位相に相
当するPWM電圧パターンを発生するようになつ
ている。

ところで、この発明による実施例の動作を説明
する前に、この方法のPWM電圧パターンの計算
方法について説明する。これは“電圧形インバー
タの磁束円近似法によるPWM制御”と呼ばれる
もので、第２図に示すインバータに於いて、出力
されるPWM出力電圧パターンは８通りしかな
く、これを電動機に印加した場合の各相コイルの
位相関係を考慮した合成電圧位相では第３図に示
す８個の電圧ベクトルとして表わされる。ここ
で、各電圧ベクトルの番号について説明する。
Ｕ、Ｖ、Ｗ各相トランジスタについて、各々＋側
が導通する場合を“１”、−側が導通する場合を
“０”とし、これをＵ、Ｖ、Ｗの順に並べる（例、
Ｕ相＋、Ｖ相−、Ｗ相−の時１、０、０）。これ
を２進３桁の数と見なし、その数字をベクトルの
番号とする（前記の例では１、０、０であるので
〓４となる）。又、各相のトランジスタすべてが
＋又は−側で導通した時は〓０（−側）、〓７（＋
側）となる。この時は零ベクトルと呼ばれ電動機
には電圧が印加されない。

これらの電圧ベクトルを適宜組合せて電動機磁
束が円に近い軌跡を描く様に制御することができ
る。この一例を第４図に示すと、図で〓４、〓６
は選択された電圧ベクトル、τ₄，τ₆は各々の電圧
ベクトルの継続時間、〓１は基準となる磁束ベク
トル、〓_pは実際の電動機の磁束ベクトル、φ、
は各々の磁束位相である。又、円の半径Ｒは磁
束ベクトルの絶対値である。

ここで、例えば図で示した０≦＜π／３の領域 では電圧ベクトル〓４、〓６及び零ベクトルを適
宜組合せることで円近似された磁束ベクトル〓_p
が得られる。なお、各位相での選択すべき電圧ベ
クトルは下記の通りである。

０≦＜π／３……〓４、〓６ π／３≦＜2π／３……〓６、〓２ 2π／３≦＜π……〓２、〓３ π≦＜4π／３……〓３、〓１ 4π／３≦＜５／３π……〓１、〓５ ５／３π≦＜2π……〓５、〓４ 本発明では前記の“磁束円近似法によるPWM
制御”に従つて、第１図において磁束位相演算器
８により磁束の位相、PWMパターン（電圧ベ
クトル）発生器５により出力すべき電圧ベクトル
を計算している。

次に、この方法で正逆転を切換える場合を検討
する。従来方法では得られた電圧パターンにより
二相を入替える事で正逆の切換えを行つている
が、この場合、例えばＵ、Ｖ相を入替えた時の各
電圧ベクトルに対する対応ベクトルを下記に示す
と次のようになる。

〓１→〓１、〓２→〓４、〓３→〓５、〓４→〓
２、〓５→〓６、〓６→〓６ この場合、例えば第５図のP₀点で正転より逆
転に切換つた時、磁束ベクトル〓_pは破線の如く
正転時と同一円周上を回転方向を逆にした軌跡を
描くのが望ましい。しかるに従来方法ではこの時
点では電圧ベクトル〓４、〓６の代りに〓２、〓
６が選択される。このため破線で示す如く磁束ベ
クトルの軌跡は大きく円よりずれる事となる。こ
れが磁束飽和による過電流の発生する原因であ
る。

本発明では磁束ベクトル〓_pを正転時と同一円
周上で半時計方向に回転する軌跡を描かせるため
正逆転に対応させる電圧ベクトルを下記の如くと
している。

〓１→〓６ 〓２→〓５、〓３→〓４、〓４→〓
３ 〓５→〓２ 〓６→〓１ この様に対応させる事で例えば第５図P₀点で
は〓４ベクトルの代りに〓３ベクトルが選択され
所期の目的が達成される。上記の如く電圧ベクト
ルを対応させるには磁束位相をπだけ進めた位相
とすればよい。

〔発明の効果〕

以上の様に、この発明によれば、正逆転切換時
に磁束ベクトルを同一円周上で逆転させる事がで
きるので、磁束飽和の虞れがなく過大電流を防止
することができる装置が実現できる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明による一実施例を示す構成
図、第２図はインバータの構成図、第３図は電圧
ベクトル図、第４図は磁束ベクトルを円近似させ
る方法を説明するベクトル関係図、第５図は正逆
切換時を説明するベクトル図、第６図は従来の
PWM制御回路を説明する構成図、第７図ａ，
ｂ，ｃはそれぞれその動作説明図である。 １：運転周波数指令、２：電圧指令、５：
PWMパターン発生器、７：正逆転指令、８：磁
束位相演算器、９：磁束位相指令。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 運転周波数指令及び正逆転指令に基づいて電
   動機の磁束位相指令を演算する磁束位相演算器
   と、この磁束位相指令及び電圧指令に基づいて電
   動機に磁束円近似法に基づきパルス幅変調制御出
   力パターンを与えるパルス幅変調電圧パターン発
   生器とを備え、逆転制御時は直前の磁束位相より
   π進んだ磁束位相に相当するパルス幅変調電圧パ
   ターンを与えることを特徴とするインバータによ
   る三相電動機の制御方法。