JPS6257348A - 増幅された聴音用電話機セット - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は、反ラーセン装置と、電話機ラインで受信ま
たは送信される信号の分離用回路と、マイクロホンと、
その出力が増幅された聴音用拡声器に接続される受信信
号用電力増幅器とを備え、前記反ラーセン装置が、遅延
スイッチを介して聴音または送信チャンネルのすくなく
とも１つの通路にすくなくとも１つの減衰器を予定期間
回路に挿入することを制御する、不安定性のスタートを
検出する回路からなる増幅された聴音用電話機セントに
関するものである。

この形の電話機セットは特許ＦＲ−Ｂ・第２，５３７゜
８１０号で特に公知である。公知の電話機セットでは前
記不安定性のスタートを検出する回路は増幅された聴音
チャンネルに置かれた減衰器の回路への挿入を“すべて
かすべてなし”の原理に基づいて制御する。減衰器の回
路への挿入を制御するため送信チャンネル（マイクロホ
ン信号）の信号レベル閾値の超過を使用するこの回路は
、ラーセン効果が発生し得る周波数に近い周波数の信号
により感度があり、反対にノイズやより低い周波数によ
り感度が低いようハイ・パスフィルタまたはバンド・パ
スフィルタを具えている。

引用した文献によれば、使用者により観察される不安定
性のスタートが検出回路の反応遅延の期間不快なもので
ないよう、またこの装置のマイクロホンまわりのノイズ
に対する感度をより高い周波数に引上げるような方法で
、ラーセン効果が発生する周波数を上の方に変化させる
のを可能とすることが装置に加えられるべきであること
が別にまた提案されている。

たとえこの種の装置が送信端でノイズに応答する減衰器
の回路へのタイミングのよいスイッチングがなされない
リスクを削減したとしても、リスクはなお残存する。一
方実際上はハイ・バスまたはバンド・パスフィルタとし
て、低い減衰を有しその理由でそれらが挿入されるルー
プの不安定性を容易に引き起すフィルタの使用が優先的
になる。

さらに、ラーセン効果が発生する周波数をわざわざ上の
方へ変化させることは、マイクロホン近傍でのノイズの
影響に対して十分な免疫を提供せず、それは実際王道は
得られないフィルタや増幅器の直線性の欠如に起因する
ノイズ信号の高調波が、また回路への減衰器の望ましく
ないスイッチングのリスクを創り出すからである。それ
故にラーセン効果の現象のみに作用したり、マイクロホ
ン近傍のノイズに全体として不感症であることは反ラー
セン装置にとり望ましい。

最后に公知の反ラーセン装置の実施例においては閾値比
較器に適用する目的でマイクロホンからの整流信号の組
込み時定数を考慮して実際上の妥協を採用する必要があ
る。実際１時的なノイズに対する回路の免疫は問題とす
る時定数が高い程よく、一方反対に対応する遅延中使用
者により観察される影響はそれが長く続（はど好ましく
ない。

減衰器の制御が“すべてかすべてなし”の原理に基づく
電話機セットに関してこの文献は引用している。他の公
知の実施例はラーセン効果が持続する限り直列に回路に
次々スイッチされる例えば６ｄＢの不連続な値の減衰器
操作の組を使用している。

先行技術の他の実施における提案の他の思想は、可変減
衰器、すなわち信号が聴音信号のレベルか送信信号のレ
ベルかまたはこれら両信号のレベルから構成される装置
の比例的制御を使用するものである。しかし、この形の
技術はその原理と結合した特別な困難さと反ラーセン装
置に特有な不安定性を除去するため格斗（かなり努力）
する必要があるし、その時使用される手段は複雑で従っ
て経費がか＼る。

本発明の目的は前述の諸欠点を克服し、その構成要素も
しくはすくなくともそれらの主要部が容易にモノリシッ
ク回路に集積される簡単な経済的な解を提供するにある
。

この発明はその減衰制御信号が聴音と送信信号の組合わ
せから導出され、増幅に加うるにこれら信号の位相とこ
れら周波数成分に等しい周波数に感度のある反ラーセン
装置が、マイクロホン近傍のノイズに特に不感症である
という考え方に基づいている。

従って本発明に係る前文に規定された形の増幅された聴
音を備えた電話機セットは主として、その不安定性・検
出回路が、 その入力の１つが聴音拡声器に印加される信号を受信し
一方もう１つの入力が高利得増幅器による信号の増幅後
マイクロホンからの信号を受信する第１のアナログ増倍
回路と、 その２つの入力が前記第１のアナログ増倍回路の入力と
、それら入力の１つが移相回路を介して並列に接続され
、この移相回路がラーセン効果の発生する周波数に近い
周波数で９０°の位相変化を導入する第２のアナログ増
倍回路と、 ２つの入力の加算回路と、 その入力が前記第１のアナログ増倍回路の出力に接続さ
れ、その出力が絶対値変換器を介して加算回路の入力の
１つに接続される第１のロー・パスフィルタと、その入
力が前記第２のアナログ増倍回路の出力に接続され、そ
の出力が他の絶対値変換器を介して前記加算回路の他の
入力に接続される第２のロー・パスフィルタと、 前記加算回路からの出力を受信しその出力で前記遅延ス
イッチ用制御信号を伝達する閾値比較器とを具えたこと
を特徴とするものである。

この発明の利点は、その減衰制御信号が送信と聴音信号
の増倍から導出されるという事実と、ラーセン効果の存
在に著しい直流成分のみを生じる増倍とにある。信号の
増倍により発生する二重の周波数成分は、低い時定数の
みを要求し、先行技術の周波数よりはっきりと短かい従
って使用者にとり面倒の少ない本発明により示される反
ラーセン装置により介在遅延が得られるという利点を与
えるフィルタにより容易に排除される。

聴音と送信信号が９０’だけ移相し、その場合直流成分
が第１の増倍回路で発生されない特別の場合は、第２の
増倍回路と、第２のロー・バスフィルタと、その関連す
る加算回路と、その入力の１つでラーセン効果が発生す
る周波数で約９０″だけ移相した信号を受信するチェー
ンとを具える相補性チェーンが存在する本発明により解
決される。

ラーセン効果のある場合、マイクロホンからの増幅され
た信号がその増幅器への半分の電力供給電圧に近いピー
ク電圧で飽和され（増幅器がアースに対する唯１つの電
圧から供給されるなら）、または他に２つの電力供給電
圧の１つに近いピーク電圧で飽和され（対称的な二重の
電力供給の場合には）るのを確保するに十分な利得のあ
る増幅器は高利得増幅器により満足される。

減衰器を受信チャンネルか、その場合には好適にはハン
ドセットの受話器の信号と干渉しないようう増幅された
聴音チャンネルか、またはマイクロホンに接続された送
信チャンネルかに置くことが選択できるのは明らかであ
る。

またもし望むなら２つの減衰器の回路への接続、１つは
聴音チャンネルにもう１つは送信チャンネルへの接続の
ため検出回路からの制御信号を使用することは可能であ
る。

本発明実施の第１の形態によれば、電話機セットはまた
、前記遅延スイッチが異なった遅延時間を印加する手段
を組込み、必要ならその値が秒の程度である電話機呼び
出しスタースから数えた第１期間用に回路に挿入され、
一方それらが発生する時回路への次の挿入または複数の
挿入が前記第１期間より長い他の時間期間印加されるこ
とを特徴とする。

ラーセン効果発生に最も都合のよい條件は、増幅された
聴音拡声器にごく近い限りハンドセントが持上げられる
瞬間に創生されるから、実施態様のこの形態はその條件
がラーセン効果をましておこりそうもな（させる時は、
呼び出しのスタートに関し急速に影響されることを新し
い実験で可能にする。

本発明実施態様の第２の形態は、前記減衰器が反ラーセ
ン装置の制御に応答して引続き増大する順序に作用して
挿入されるいくつかの不連続な減衰レベルを有し、一方
ラーセン効果消失後得られる減衰レベルはその後も維持
されることを特徴とする。

これが与える利点は作用が不連続な値によって得られる
けれどより前進的で、最後に得られる減衰の程度は必要
なレベルに近く唯１つのレベルを有する減衰器の場合に
許されねばならぬレベルより明らかにより高くない。こ
の動作の形態は勿論組合わされた利点をそれらから導出
することを第１に組合わされる。

本発明の実施態様の第３の形態は、送信と聴音チャンネ
ルの各々にすくなくとも１つの減衰器を使用し、前記チ
ャンネルの各々に交互にこれら減衰器の回路への挿入用
スイッチング素子を備え、そしてまた前記スイッチング
素子の制御用スピーチ・検出素子を備えたことを特徴と
するものである。

実施のこの形態は会話をする使用者はだれでも使用され
ない受信チャンネルにそれらの各々用になされる減衰器
の回路へのスイッチを不快に思わぬという利点がある。

以下添付図面を参照し実施例により本発明の詳細な説明
する。

第１図は本発明に係る電話機セットの概略ブロック線図
を示す。ラインからの線はセントの端子１と２に接続さ
れる。セントはまたマイクロホン３、受話器４、増幅さ
れた聴音用拡声器５およびそれら機能の全体が一点鎖線
で囲まれた箱内に含まれるシーセン効果検出用回路６を
具えている。

簡単化のため電話機セットの他の機能は第１図でマーク
されたブロック７の中に集められ、ブロック７は本質的
に電話機ラインから受信またはへ送信する信号の分離用
回路と、増幅された聴音用拡声器５に接続される受信信
号用電力増幅器と、必要なら一方で受話器４に送信され
他方でマイクロホン３から受信される信号用付加増幅器
と、そしてまた回路に挿入されラーセン効果の抑圧に必
要な減衰をさせる１つまたはそれ以上の減衰器を制御す
る遅延スイッチを具えている。

不安定さのスタートはその出力で前記遅延スイッチを制
御する検出回路６によって検出される。

検出回路６、遅延スイッチと減衰器により形成される組
立て部品は所謂反ラーセン装置と呼ばれてきた所のもの
を構成する。検出回路６は第１のアナログ増倍回路１１
を具え、その入力の１つは端子１２を介して拡声器５に
印加される信号を受信し、一方他の入力は高利得増幅器
１４を介して端子１３に接続されるマイクロホン３から
の信号を受信する。

検出回路６はまた第２のアナログ増倍回路１５を組合わ
され、その入力は第１の増倍回路１１の入力と並列に接
続され、一方ではそれら入力の１つに直接に他方では移
相回路１６を介して他の入力に接続される。移相回路１
６はラーセン効果が一般に発生する周波数に近い周波数
で９０″の移相を導入すする。電話機セットではラーセ
ン効果は２．５から３．５ＫＨｚ間に置かれた周波数で
最も発生し易いことが知られており、これはマイクロホ
ンの応答曲線とまたその周波数範囲で最大となる関連し
た増幅器の応答曲線に本質的に依存する。

同じ要素から構成される電話機セットの系列に関しては
少なくともそれ故にラーセン効果がどの周波数で発生す
るか比較的正確に知られている。

従ってその周波数で９０°に十分近い値の位相回転を確
保する移相回路１６を導入することは可能である。さら
に位相回転の精度は検出回路の動作にとってクリティカ
ルではない。第１の増倍回路１１はその出力で第１のロ
ー・パスフィルタ１８の入力に接続され、そのフィルタ
１８はその出力で絶対値変換器１９に印加される信号を
伝達し、一方策２の増倍回路１５の出力は第２のロー・
パスフィルタ２０の入力に接続され、そのフィルタ２０
の出力信号は他の絶対値変換器２１によって変換される
。２つの絶対値変換器１９と２１からの出力はその出力
が閾値比較器２４に取出される加算回路２３０２つの入
力に接続され、比較器２４はその出力で遅延スイッチ用
制御信号を検出回路６の出力端子２５から伝達する。

検出回路６の動作は次の観点に基づいている。

まず第１にラーセン効果が発生する時は、拡声器に印加
される信号はその増幅器の電力供給電圧により制限され
る高い値で飽和させられているということに注目せねば
ならぬ。他方ラーセン効果が存在するマイクロホンから
の信号はまた高い信号レベルによって特徴づけられ、そ
のレベル値はしかしながら１つの電話機セットから他の
電話機セットへと変化し状況に依存する。にもかかわら
ず、１４のような非常に高利得の増幅器の手段で、マイ
クロホンからの信号は前記増幅器の電力供給電圧にのみ
依存する既知の値、特に一定値で飽和させられることが
できる。１つは拡声器５からもう１つはマイクロホン３
からそして増幅器１４により増幅される２つの信号から
、これらの信号が固定の移相を有するある周波数を示す
時、一方ではラーセン信号の周波数の倍の周波数での単
一成分と、もう一方では増倍された２つの信号間の位相
差に依存する正、負または零である直流成分とがそれら
の積から得られる。

正またた負の直流成分の場合が第１に考慮される時は、
これは絶対値信号変換器１９の手段で正のみとされ、２
重の周波数成分はロー・パスフィルタ１８によって排除
される。増倍の結果が値零の直流成分を発生する場合は
増倍回路１１の入力に印加される２つの信号が互いに移
相９０°である時に生じる。

第１図示の検出回路６で、この後者の場合は移相器１６
、第２の増倍回路１５、ロー・パスフィルタ２０と絶対
値変換器２１を具える回路分岐により排除される。事実
第１の増倍回路１１の入力での信号が移相９０＠で、第
２の増倍回路１５に供給される信号が同相または逆相の
時、この場合には前記増倍回路１５の出力で得られ′る
結果は正または負の値の直流成分を組合わされる。例え
ばもし２つの絶対値変換回路１９と２１が正の信号を発
生するなら、加算回路２３の手段で得られるそれらの和
はすべての場合そしてすべての正の移相値と正の直流信
号に対して発生する。この信号は次に閾値比較器２４に
印加され、比較器２４はその出力でその入力に印加され
る信号がラーセン効果の存在の特徴である予定の閾値を
越える時端子２５で送信される制御信号を伝達する。

検出回路６の利点の１つはラーセン効果が少なくとも短
期間発生する時、増倍回路１１と１５からの出力信号が
それぞれその符号が固定されるり、Ｃ，成分を含み、そ
れでロー・バスフィルタ１８と２０で速やかに平均され
そしてそれぞれ絶対値変換器１９と２１で変換され、そ
れらは閾値比較器１４の入力で特に短時間高い値のり、
Ｃ，信号を発生するという事実から導出される。一方そ
の周波数スペクトルがこのスペクトルに多少とも一様に
分布している振幅について広汎であると考えられ得るノ
イズの場合は、主としてラーセン効果の原因となる音響
カップリングがマイクロホン３と拡声器５からの信号間
にこの周波数スペクトルの幅を大分越えて変化する位相
差を導入するだろう。かくて増倍回路１１と１５の出力
で信号は一時的にその符号と振幅が不規則に変化するり
、Ｃ，成分を示す。これはロー・バスフィルタ１８と２
０の効果に起因しこれら信号の平均がラーセン効果の場
合の対応する信号のレベルよりも著しく低いレベルにあ
ることを意味する。

いいかえれば、検出回路６は周囲のノイズに関係したラ
ーセン効果の存在を従来技術の装置よりもずっと効果的
に目立たせることが可能である。

本発明の他の利点はラーセン効果による不安定な信号を
ノイズから分離するため、従来技術のフィルタよりもよ
り高いカットオフ周波数を有するロー・バスフィルタ１
８と２０が使用され得るという事実である。この結実装
置はより短時間の応答ですむ。作業は実際には２つの成
分を分離し、その１つは直流で他の１つばもとの周波数
の倍の周波数である。その結果検出回路６は周囲のノイ
ズとの不所望な反応をより効果的にさけることを可能と
し、従来の技術の回路よりより速い応答を提供する。こ
の遅延応答は実際選択と反応時定数間の妥協には起因し
ない。この利点はラーセン効果を使用者にほとんど認知
されないような短時間に抑制することが可能で、それ故
実際にはほとんど問題がないということで重要である。

１例として、ロー・パスフィルタ１８と２０が２００Ｈ
ｚのカットオフ周波数に選択されると、検出回路６の反
応時間はほんの数ｍ秒程庫であるといえる。

３０００Ｈｚ程度の周波数では信号はこれら同じフィル
タによりすくなくとも２０ｄＢｆｉ衰できる。増倍回路
１１と１５の１つの出力での３０００Ｈｚの信号は実は
これら増倍回路の入力に印加される３０００Ｈｚの半分
の信号すなわち１５００Ｈｚに相当するといえる。この
値１５００Ｈｚはスピーチ信号が一般にその最大エネル
ギを有する周波数に比較的近い。

ラーセン効果が最もしばしば発生する周波数である限り
、マイクロホンの応答曲線が３００Ｈｚ以下と３４００
Ｈｚ以上での著しい減衰のため提供する規定ツバターン
に固定されるから、マイクロホンが圧倒的な影響を有す
るのはまた注目すべきことである。

第１図の線図に関する説明に加うるに、図示されていな
い若干の変化をつけて説明をするのは有用である。

端子１２または端子１３に接続される回路の１つ、また
はこれら両回路に同時に、ラーセン効果が発生ずる周波
数範囲よりより低い周波数範囲に位置する送信／受信信
号の存在で、加算回路２３の出力で残りの信号をなおさ
ら削減するようハイ・パスフィルタを挿入することは事
実可能である。このハイ・パスフィルタとして例えばた
り１個の適当値のコンデンサを使用することは可能であ
る。

第２図は周波数の函数としての電話機マイクロホンの応
答曲線の典型例を示す。応答の最大値はこの図で３　Ｋ
Ｈｚの近傍に認められるだろう。その効果がマイクロホ
ンのそれと組合わされる拡声器に関しては、その応答曲
線は一般に複数共振に対応する周波数に関してふくらみ
を示し、その１つは比較的低い周波数に位置しその他は
かなり高い周波数に分布している。これら応答曲線の組
合せは標準装置でほとんど広がってない周波数を示す最
大値を決める。それが移相回路１６がラーセン効果が発
生する周波数について、特に標準要素から作られるセッ
トの系列が関係する時、おおよそ９０゜の移相を与える
よう容易に選択される理由である。

もし望むならば、特別の電話機セット用にそれをセット
するよう調整可能な移相回路を備えることもまた可能で
ある。ほかの場合ラーセン効果が発生する時、一方では
マイクロホン３により他方では拡声器５により発生する
信号量位相差は前取って知られることはできず使用され
る特殊な環境（マイクロホンと拡声器間距離、部屋の共
鳴効果、反射物の接近など・・・）に依存することが示
される。

マイクロホンと拡声器信号量位相差の値に依存して加算
回路２３からの出力信号はＪ倍だけ変動することができ
るのが容易に観察される。

これらの変動は閾値比較器２４にとり大きな欠点を構成
するものではなく、ノイズに起因するレベル（今の場合
低く残るレベル）とラーセン効果の存在で発生する高い
信号レベルとの両者から離れたレベルに容易に調整され
ることができる。丁度９０°ではない位相回転による付
加的な変動は弱いから左程やっかいではない。

第３図は例として第１図の移相回路１６の如く使用され
得る移相回路の線図を示している。勿論他の公知の移相
回路もまた使用され得る。第３図の回路はそのエミッタ
が抵抗Ｒ１に接続され一方そのコレクタが抵抗Ｒ２に接
続されるトランジスタＴのベースに接続される入力端子
Ｅを示している。トランジスタＴのコレクタはまた抵抗
Ｒに接続され、抵抗Ｒの他端は出力端子Ｓに接続され、
一方トランジスタＴのエミッタはコンデンサＣに接続さ
れ、コンデンサＣの他端はまた出力端子Ｓに接続されて
いる。抵抗Ｒ１とＲ２は等しい値に選択される。簡単の
ため抵抗Ｒ１とＲ２の値は抵抗Ｒの値との関係で小さく
、出力ＳがＲとの関係で非常に高い値のインピーダンス
に接続されると仮定する。この移相回路はそれ自体知ら
れている。この信号の周波数とまたＲとＣの値が次の関
係 ２πＦｃ（Ｒ＋Ｒ２）　−１（１） を満足するとき、端子Ｅに印加される入力信号に関して
９０・０だけ移相した信号をその出力で伝達する。この
回路の基準周波数（すなわち関係（１）が満足される周
波数）に関して３０％程度の周波数変化では、±２０″
以下になる位相回転の変化が導入されねばならぬことが
容易に計算される。か＼る変動は検出回路６の動作に著
しい影響を与えないことは明らかである。

本発明実施例のいくつかの特徴的形態を第４図を使用し
て以下に説明しよう。

第４図において第１図の他の機能を含む前記ブロック７
はより詳細に図示されているが、第１図の検出回路６は
それ自身示されていない。第１図のそれらに対応する第
４図の要素は同じ参照番号が付されている。ライン線に
接続される端子１と２は送信／受信分離回路３０．すな
わち電力増幅器３１へ受信信号を伝達する所謂“ハイブ
リッド”に接続されている。増幅器３１の出力でスイッ
チ３３により制御される減衰器３２が拡声器５への連接
と直列に接続されている。もし減衰器３２が回路に接続
されないと回路は短絡する。スイッチ３３゛は検出回路
６（第１図）からの制御信号を受取る端子２５から順次
制御される。

スイッチ３３は１つまたは複数の予定の期間回路に減衰
器３２を保持する遅延装置３４の制御のもとに操作され
る。実例として与えられる実施の簡単な形態として、遅
延素子３４はクロックと連接する計数器により形成され
得るか、またはその機能はマイクロプロセッサをプログ
ラムすることにより実行され得る。次にわかるように遅
延素子３４はある場合には端子３５からの零リセツト制
御を含んでいてよく、端子３５はハンドセットの持ちあ
げや呼び出しのスタートを指示する特徴ある信号を受信
する。

勿論電力増幅器３１の出力で接続されているごとく第４
図示の減衰器３２はまた図示されていない実施の形態と
して分離器３０と電力増幅器３１の間に挿入されてもよ
い。

増幅された聴音チャンネルで減衰を実施する代りにまた
はその減衰に付加的に、マイクロホン３と分離回路３０
の間に挿入される減衰器４２の手段で送信チャンネルに
減衰を提供することもまた可能である。その場合第４図
に示されたごとく、減衰器４２は端子２５から制御され
るスイッチ４３とまた遅延素子３４とにより順次回路に
挿入される。

本発明の好適な実施態様においては、遅延スイッチ３４
は遅延の異なった長さを印加する手段を組みこみ、それ
でこのスイッチは回路に減衰器３２および／または４２
を、その値が秒程度である呼び出しのスタートから計数
する第１の期間挿入し、一方それらが使用される場合減
衰器３２および／または４２の回路への挿入は前記第１
の期間より長い他の期間に印加される。この場合端子３
５からの遅延素子零リセツト信号が前述のように使用さ
れる。

減衰器３２か減衰器４２またはこれら減衰器の両者は、
ラーセン効果の消失後得られる減衰のレベルが秒よりも
ずっと長い時間遅延期間保持されるのに、反ラーセン装
置の制御に応じて回路に相継いで増加して挿入される減
衰のいくつかのレベルを都合よく有している。この場合
減衰器３２．４２の１つまたは他の１つはその時マルチ
・チャンネルスイッチである関連するスイッチ３３．４
３の手段で相続いで挿入される抵抗の列で形成される。

減衰抵抗の相続ぐ挿入は例えば減衰の６ｄＢのステップ
に配列される。

実施態様のこの形態の利点は第１にラーセン効果が消失
するまで減衰抵抗の回路に短時間の遅延で相続ぐ挿入が
実行されることである。その後、時間遅延は都合よく秒
をずっと越える期間到達した情況を保持し、例えば呼び
出しのない間延期することができる。こ＼で再びハンド
セントが持ち上げられる瞬間端子３５を介して遅延素子
３４が零にリセットされる。

すでに説明された前述の形態と望まれるごとく組合わさ
れてよい本発明の実施態様の他の形態では、これら減衰
器を前記チャンネルの各々の回路に交互に挿入するため
のスイッチング素子と、さらに前記スイッチング素子の
制御用スピーチ・検出素子５０の使用とを゛伴って送信
チャンネルと聴音チャンネルの両者に少なくとも１つの
減衰器を使用するよう配置がなされる。スピーチ・検出
素子５０は現在の技術ではすでに公知で、それ故こ＼で
説明する必要はない。

第４図の線図でスピーチ・検出素子５０は２つの入力信
号を受信し、１つはマイクロホン３からで、もう１つは
受話器４からである。これはその２つの出力でスイッチ
３３と４３それぞれに印加される制御信号を伝達する。

かくてマイクロホン３からの信号が検出後受話器４から
の信号のレベルよりより大きな値の時は、それは減衰器
３２とスイッチ３３の手段で減衰される増幅された聴音
チャンネルであり、一方反対の場合は、それは減衰器３
２が短絡される間スイッチ４３により回路に挿入される
減衰器４２である。これら減衰器の回路への挿入または
回路からの除去は端子２５に存在する信号に依存する。

以下さらに第１図示回路６での変形をあられすラーセン
効果検出回路を示す第５図を参照して説明を続ける。

ラーセン効果検出回路６０への入口である端子１２゜１
３と２５は第１図と同じ方法で電話機セットの他の回路
に接続される。それは唯１つのアナログ増倍回路１５０
を有していて、回路１５０の入力の１つは端子１２を介
して拡声器に印加される信号を受信し、他の入力は端子
１３を介して高利得増幅器１４で増幅された後マイクロ
ホンからの信号を受信する。

増倍回路１５０の入力の１つまたは他の１つで、対応す
る信号は、例えば拡声器からの信号は、なにか必要な位
相補正のため移相回路１６０を介して印加される。

増倍回路１５０の出力は２つの対称な閾値を備えたトリ
ップ回路２４０の入力に印加される出力信号を伝達する
ロー・パスフィルタ２００に接続される。

最后にトリップ回路２４０はその出力で適切な信号減衰
を導入する遅延スイッチ（図示されず）を意図的に制御
して端子２５に送信される制御信号を提供する。

２つの信号入力を２つの対称な電圧閾値＋ｖ０および一
■、と比較するトリップ回路２４０の使用は、増倍回路
１５０の出力でのり、Ｃ，成分の符号が未知なのでこ＼
では必要である。

符号は２つの交流信号開蓋から得られるのでマイクロホ
ン信号と同相または逆相である反局部信号にこの符号は
依存する。

検出回路６０は、第１図示回路６に対して大いに筒車化
されているが、それでも同じ原理で動作し動作が目に見
える程度に劣化することなく大抵の場合それと取替える
ことができる。

検出回路６０の構成でなされる簡単化は次の観点に基づ
いている：拡声器からの音響信号がマイクロホンに到達
し、そこでかく形成されるループの利得が１より大きく
そしてループで発生する移相が零であるような信号をそ
こで発生する時ラーセン効果に起因する発振が発生する
。実際拡声器とマイクロホン間距離が変化すると２つの
情況のうちいずれかが起る：　１つは発振周波数が移相
総和が零を維持するようマイクロホン−増幅器−拡声器
のチェーンの応答曲線での最大値の周波数のまわりにわ
ずか変化し、もう１つは増幅チェーンの応答曲線がもし
かなり著しい振幅最大値を示すなら音響距離の特別な値
で発振が発生する。

電気的原点（特に増幅器）に関する移相がラーセン発振
周波数で常に零ならば、増倍回路１５０の出力で零でな
い直流成分を得るため１６０のような移相回路を使用す
る必要はない。

実際のテストの大部分では電気的原点に関する移相は、
それらは零とは異なり得るが、ラーセン発振が発生する
周波数の制限された範囲内でほんのわずか変化するのが
観測される。

電気的原点に関する移相の総和をすくなくとも部分的に
補償し、そして増倍回路１５０の出力でＤＣ成分に重要
な（零でない）信号を生じる移相値に、移相回路１６０
が経験に基づいて調整されてきた、第５図面の簡単な説
明でのラーセン効果検出回路を使用することは可能であ
る。

環境に依存して検出回路６０が低い位相変動に対して示
す感度は、トリップ回路２４０の入力に印加される閾値
＋ｖ０と−ｖ０の適切な選択により実際零に削減される
ことができる。

言うまでもなく、第４図を参照して説明される本発明実
施態様の付加的形態は、第５図示検出回路６０との組合
わせでまた適用し得る。

本発明は実施例の手段でこ＼に説明されてきたが、技術
的熟練者により容易に思いつく変化が可能であり、これ
らの変化はそれでも本発明の範囲にあることは理解され
よう。例えば聴音チャンネルまたは送信チャンネルに挿
入された特に抵抗の形態を取る減衰器が使用されてもよ
いことは指摘されてきた。この種の素子を説明するため
の減衰器の使用においては、勿論その１つまたは複数の
利得値が制御可能な等価の可変利得増幅器として選択す
ることが意図される。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明に係る電話機セントを路線図の形態で
示し、 第２図は、電話機セット用マイクロホンの応答曲線の典
型例を示し、 第３図は、本発明に係る電話機セットに使用され得る移
相回路の線図を示し、 第４図は、第１図に加うるに発明の実施のいくつかの形
態を導入する路線図を示し、 第５図は、第１図と関連して説明される回路上の変化に
よるシーセン効果検出用回路の路線図である。 １．２・・・端子　　　　　３・・・マイクロホン４・
・・受話器　　　　　　５・・・拡声器６・・・ラーセ
ン効果検出回路 ７・・・マークされたブロック １１、１５・・・第１および第２の増倍回路１２、１３
．２５・・・端子　　　１４・・・高利得増幅器１６・
・・移相回路 １８、２０・・・第１および第２のロー・パスフィルタ
１９、２１・・・絶対値変換回路 ２３・・・加算回路　　　　　２４・・・閾値比較器３
０・・・分離回路　　　　　３１・・・電力増幅器３２
、４２・・・減衰器　　　　３３．４３・・・スイッチ
３４・・・遅延素子　　　　　３５・・・端子５０・・
・スピーチ・検出素子 ６０・・・ラーセン効果検出回路 １５０・・・増倍回路　　　　１６０・・・移相回路２
００・・・ロー・パスフィルタ ２４０・・・ドーリツブ回路 ＦＩ　Ｇ、　４ ＦｌＯ，５

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、反ラーセン装置と、電話機ラインで受信または送信
   される信号の分離用回路と、マイクロホンと、その出力
   が増幅された聴音用拡声器に接続される受信信号用電力
   増幅器とを備え、前記反ラーセン装置が、遅延スイッチ
   を介して聴音または送信チャンネルのすくなくとも１つ
   の通路にすくなくとも１つの減衰器を予定期間回路に挿
   入することを制御する、不安定性のスタートを検出する
   回路によって形成される増幅された聴音用電話機セット
   において、その不安定性・検出回路が、 その入力の１つが聴音拡声器に印加される 信号を受信し一方もう１つの入力が高利得増幅器による
   信号の増幅後マイクロホンからの信号を受信する第１の
   アナログ増倍回路と、その２つの入力が前記第１のアナ
   ログ増倍 回路の入力とそれら入力の１つが移相回路を介して並列
   に接続され、この移相回路がラーセン効果の発生する周
   波数に近い周波数で９０°の移相を導入する第２のアナ
   ログ増倍回路と、２つの入力の加算回路と、 その入力が前記第１のアナログ増倍回路の 出力に接続され、その出力が絶対値変換器を介して加算
   回路の入力の１つに接続される第１のロー・パスフィル
   タと、その入力が前記第２のアナログ増倍回路の出力に
   接続され、その出力が他の絶対値変換器を介して前記加
   算回路の他の入力に接続される第２のロー・パスフィル
   タと、 前記加算回路からの出力を受信しその出力 で前記遅延スイッチ用制御信号を伝達する閾値比較器と
   を具えたことを特徴とする増幅された聴音用電話機セッ
   ト。 ２、反ラーセン装置と、電話機ラインで受信または送信
   される信号の分離用回路と、マイクロホンと、その出力
   が増幅された聴音用拡声器に接続される受信信号用電力
   増幅器とを備え、前記反ラーセン装置が、遅延スイッチ
   を介して聴音または送信チャンネルのすくなくとも１つ
   の通路にすくなくとも１つの減衰器を予定期間回路に挿
   入することを制御する、不安定性のスタートを検出する
   回路からなる増幅された聴音用電話機セットにおいて、
   その不安定性・検出回路が、 その入力の１つが聴音拡声器に印加される 信号を受信し一方もう１つの入力が高利得増幅器による
   信号の増幅後マイクロホンからの信号を受信するアナロ
   グ増倍回路と、 その入力が前記アナログ増倍回路の出力に 接続されるロー・パスフィルタと、 それらの入力でロー・パスフィルタからの 出力信号を受信しそれらの出力で前記遅延スイッチ用制
   御信号を伝達する２つの対称閾値を備えるトリップ回路
   とを具えることを特徴とする増幅された聴音を備える電
   話機セット。 ３、前記アナログ増倍回路の２つの入力の１つで、対応
   する信号がラーセン効果が発生する周波数範囲の実験的
   に決められた補償移相を導入する移相回路を介してそれ
   に印加されることを特徴とする特許請求の範囲第２項に
   記載の増幅された聴音用電話機セット。 ４、前記遅延スイッチが異なった遅延時間を印加する手
   段が組合わされ、必要なら前記減衰器がその値が秒の程
   度である電話機呼び出しスタートから数えた第１期間用
   に回路に挿入され、一方それ／それらが発生する時回路
   への減衰器の次の挿入が前記第１期間より長い時間期間
   印加されることを特徴とする特許請求の範囲第１項から
   第３項いずれかに記載の増幅された聴音用電話機セット
   。 ５、前記減衰器が反ラーセン装置からの命令に応答して
   引続き増大する順序に作用して挿入されるいくつかの不
   連続な減衰レベルを有し、一方ラーセン効果消失後得ら
   れる減衰レベルはその後も維持されることを特徴とする
   特許請求の範囲第１項から第４項いずれかに記載の増幅
   された聴音用電話機セット。 ６、前記セットが送信と聴音チャンネルの各々にすくな
   くとも１つの減衰器を使用し、前記チャンネルの各々に
   交互にこれら減衰器の回路への挿入用スイッチング素子
   を備え、そして前記スイッチング素子の制御用スピーチ
   ・検出素子を具えたことを特徴とする特許請求の範囲第
   １項から第５項いずれかに記載の増幅された聴音用電話
   機セット。