JPS6256526B2

JPS6256526B2 -

Info

Publication number: JPS6256526B2
Application number: JP54053909A
Authority: JP
Inventors: Takayoshi Matsuo; Sadanari Yano
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1979-04-27
Filing date: 1979-04-27
Publication date: 1987-11-26
Also published as: JPS55146522A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は、負荷変圧器に流れる過大な励磁突入
電流を抑制するための電源制御装置に関するもの
で、特に、負荷側に電源電圧を供給するインバー
タを小形化することを目的としている。

通常、電圧形自励式インバータから電源電圧
を、遮断器を介して負荷変圧器に供給する場合
に、その遮断器の投入位相において負荷変圧器に
は定格電流の十数倍にも達する励磁突入電流が流
れることになる。故に、この励磁突入電流を抑制
する為には、上記遮断器の投入前に、投入指令信
号によりシーケンス的にインバータの出力電圧を
絞りしかる後遮断器を投入するとともに徐々に電
圧を増加させこれを負荷変圧器に与えてソフトス
タートさせるのが好ましい。しかるに、実系統に
おいては、インバータの出力が確立した状態にお
いて遮断器を投入するのが一般的であつて、この
ような場合にはインバータに過大な電流が流れる
ことになり、インバータの容量は大形のものとな
る。

第１図は負荷変圧器に流れる励磁突入電流を抑
制するための従来の電源制御装置を示すもので、
図において、１は交流電源、２は整流器、３はコ
ンデンサ４とともにフイルタを成すリアクトル、
５は電圧形自励式インバータ、６はインバータト
ランス、７は平滑用交流リアクトル、８は遮断
器、９は負荷変圧器であり、上記インバータ５
は、通常、基準信号１０を発振器１１とリングカ
ウンタ１２を介して入力する位相制御回路１３に
より位相制御されて負荷側に電源電圧を供給す
る。また、上記インバータトランス６と平滑用交
流リアクトル７との間に設けられた変流器１４は
遮断器８の投入により流れる電流を検出するもの
で、この変流器１４により検出された電流が過電
流検出器１５の設定値以上であればこの時の検出
電流を負荷変圧器９の励磁突入電流と見做し、上
記過電流検出器１５は位相制御回路１３にインバ
ータ５の位相絞り込み信号を出力することにな
り、これによりインバータ５の出力は絞り込ま
れ、その後インバータ５の出力を徐々に増加させ
て負荷側に電源電圧を供給する。

ところで、上記構成から成る負荷変圧器の電源
制御装置において、インバータ５の出力電流を検
出する変流器１４には遮断器８の投入により、そ
の投入位相において主にコンデンサ４に充電され
ていた高い電圧による励磁突入電流と、負荷変圧
器９が定常状態となつた後に負荷運転に応じた交
流電源１による負荷電流とがともに流れることに
なるので、図示装置では第２図に示すように励磁
突入電流検出レベルＩ_L２を、通常負荷運転中の
最大負荷電流ピーク値Ｉ_L１よりも２〜３割程増
して設定することにより励磁突入電流と負荷電流
とを区別していた。したがつて、変流器１４によ
つて検出されたインバータ５の出力電流がこの励
磁突入電流検出レベルＩ_L２つまり過電流検出器
１５の設定値を越えた時に過電流検出器１５は位
相制御回路１３に位相絞り込み信号を出力するこ
とになりこれによりインバータ５の出力は絞り込
まれた励磁突入電流は抑制される。即ち、第２図
ａに示されるように、時刻t₀で遮断器８が投入さ
れると、励磁突入電流が流れるが、変流器１４と
過電流検出器１５及び位相制御回路１３によりイ
ンバータ５の出力電流は絞り込まれて励磁突入電
流が抑制され、その後時刻t₂からインバータ５の
出力電流は徐々に増加し時刻t₃以後は正常な出力
電流を負荷に供給する。またインバータ５の出力
電圧も第２図ｂに示すように第２図ａと同様なも
のとなる。

しかるに、従来の電源制御装置において、励磁
突入電流は、最大負荷電流ピーク値Ｉ_L２より２
〜３割程度増して設定した励磁突入電流検出レベ
ルＩ_L２を越えた時に検出されるので、この励磁
突入電流の検出が瞬時に行なわれても励磁突入検
出レベルＩ_L２を遥かに越える電流Ｉ_peak（第２
図ａ参照）が流れることになる。したがつて、イ
ンバータ５のトリツプレベルＩ_L３（第２図ａ参
照）をこの励磁突入電流検出レベルＩ_L２よりも
かなり大きくとる必要があり、このため、インバ
ータ５自体が大きくなり不経済になつていた。

即ち、Ｉ_peakとＩ_L２との差（Ｉ_peak−Ｉ_L２）
は、電流検出からインバータ５の出力絞り込みま
での動作時間ΔＴと電源の内部インピーダンスＺ
_iにより決まり、電圧形自励式インバータの場
合、内部インピーダンスＺ_iはほぼ零であり、負
荷変圧器９が完全に飽和しているとすれば、電源
インピーダンスＺ_iはインバータトランス６及び
平滑リアクトル７のインピーダンス、即ち両者の
和のリアクタンス分により決まる。したがつて、
インバータトランス６及び平滑リアクトル７のイ
ンダクタンスの和をＬ_s、絞り込み時の出力電圧
の大きさをｖとすると、（Ｉ_peak−Ｉ_L２）＝ｖ／Ｌ_s×ΔＴ …(1) 式で示される関係式が成り立つ。ここでΔＴは、
励磁突入電流の検出からインバータ５の出力絞り
込み迄の制御動作時間ΔＴ_Cと主回路の動作遅れ
時間ΔＴ_Mとの和、即ちΔＴ＝ΔＴ_C＋ΔＴ_Mとな
る。

さらに、この主回路動作遅れ時間ΔＴ_Mは次の
事由により生じる。即ち、第３図に示される自励
式インバータ回路を例にとり説明すると、図にお
いてＥ_dは第１図における交流電源１と整流器２
とリアクトル３及びコンデンサ４とから成る直流
電源と見做すことができ、また、第１図における
インバータ５は固定側主サイリスタ５２Ｐ，５２
Ｎと帰還ダイオード５３Ｐ，５３Ｎ及び転流回路
５４Ｐ，５４Ｎ、並びに制御側主サイリスタ５５
Ｐ，５５Ｎと帰還ダイオード５６Ｐ，５６Ｎ及び
転流回路５７Ｐ，５７Ｎとを構成要素とすること
ができ、直流電源Edの負側端子を基準にした固
定側出力端子５８の電位（第４図ａ参照）に対し
て制御側出力端子５９の電位を角度θ制御すると
（第４図ｂ参照）、出力端子５８と５９間に出力さ
れる電圧波形（第４図ｃ参照）を得ることになる
が、時刻t₁₀で出力絞り込み指令が与えられる
と、出力電圧は点線のように制御される。この時
の動作をさらに詳細に示すと、第５図に示される
ように、主サイリスタ５２Ｐと５５Ｎが導通して
いる状態で過電流が発生し、この時時刻t₂₀で主
サイリスタ５５Ｎを消弧させる（第５図ａ参照）
ものとする。しかし、上記主サイリスタ５５Ｎを
消弧させるためには転流回路５７Ｎから時刻t₃₀
までΔＴ_Mの期間転流電流（第５図ｂ参照）を供
給することが必要で、これにより主サイリスタ５
５Ｎの両端電圧（第５図ｃ参照）がΔＴ_Mの期間
逆バイアスＶ_bされ以後順電圧Ｅ_dとなる。したが
つて、出力端子５９の電位（第５図ｄ参照）はこ
のΔ_Mの期間所定の電位を保持することになり、
インバータ出力の絞り込みは遅れることになる。
また、このΔＴ_Mは、サイリスタの逆バイアス時
間より少なくとも大きい必要がある。なお、図に
おいてI₀は定格電流を示す。

また、上記動作説明は理想的な転流の動作に基
いて説明したもので、転流回路の構成にもよるが
通常の転流回路において主回路動作遅れ時間ΔＴ
_Mは、サイリスタのターンオフ期間ｔ_pffの３〜４
倍程度必要になり、サイリスタのターンオフ時間
をｔ_pff＝25μsecとすればΔＴ_Mは100μsec程度
になる。さらに、例えば、制御動作時間ΔＴ_Cが
零になつたとしても、インバータの出力絞り込み
迄の全動作時間ΔＴは100μsec程度の遅れが生じ
ることになる。したがつて、式(1)を変形し（Ｉ_ｐｅａｋ−Ｉ_Ｌ２）／Ｉ_０＝（ω_０ｖ／ｖ_０）／（ω_０ＬＩ_０／ｖ_０）×ΔＴ＝ω_０×（ｖ／ｖ_０）／％Ｚ
×ΔＴ…(2) ここで、（I₀は定格電流 v₀は定格電圧 ω_０は定格角周波数％Ｚ＝ωＬ_ｓＩ_０／ｖ_０はインバータトランス６と平
滑リアクトル７との和の％インピーダンス）式(2)により示し、％Ｚ＝５％、ω_０＝２π×50Hz
＝314、ｖ／v₀＝１、ΔＴ＝100μsecとすれば、（Ｉ_ｐｅａｋ−Ｉ_Ｌ２）／Ｉ_０＝３１４／０．０５
×100＝0.63 となるので、（Ｉ_peak−Ｉ_L２）は定格電流の63％
の値を示すことになる。

以上の説明から明らかなように、従来の電源制
御装置において、負荷変圧器９に流れる励磁突入
電流を検出するための変流器１４には負荷運転に
応じて流れる最大負荷電流と励磁突入電流とが共
に流れるので、両者を判別するために励磁突入電
流検出レベルＩ_L２を最大負荷電流ピーク値Ｉ_L１
より高める必要があり、さらに、インバータ５の
出力絞り込みまでの動作遅れ時間ΔＴ_Mにより励
磁突入電流は励磁突入電流検出レベルＩ_L２を越
える電流Ｉ_peak値を示すことになるので、インバ
ータ５のトリツプレベルＩ_L３はこの励磁突入電
流検出レベルＩ_L２よりかなり大きくとる必要が
あつた。このため、インバータ５自体が大きくな
り、高価なものとなつていた。

本発明は上記のような従来のものの欠点を解消
するためになされたもので、負荷変圧器に流れる
励磁突入電流の検出レベルを従来のものより下げ
ることによりインバータのトリツプレベルが不必
要に高くなることを避けインバータを小形化する
ことができる電源制御装置を提供することを目的
としている。

以下、本発明の一実施例を図に基いて説明す
る。第６図において、１６は交流電源１と整流器
２との間に設けられた変流器、１７は変流器１６
により検出される電流が所定値以下の時に出力す
る電流検出器、１８はこの電流検出器１７と過電
流検出器１５との出力信号の論理積をとり位相制
御回路１３に励磁突入電流の絞り込み信号を出力
する励磁突入電流検出回路であり、その他の構成
は第１図に示す従来のものと同一である。

第６図に示されるように負荷変圧器の電源制御
装置には、電源１と整流器２間に設置された変流
器１６よりの負荷電流検出値に基づいて出力信号
を出力する電流検出回路１７と、インバータ５よ
り負荷変圧器９へ流れる電流検出用の変流器１４
よりの電流検出値に基づいて出力信号を出力する
電流検出回路１５とが設けられている。

上記電流検出回路１７は、負荷変圧器９の定常
状態に流れる定格以上の最大過負荷電流ピーク値
を入力した時出力信号を出力しないようにする
為、電流検出回路１７の検出設定値を最大過負荷
電流ピーク値以下とし、該設定値以下の検出電流
値（最大負荷電流値を含む）により出力信号を出
す。又電流検出器回路１５は、上記電流検出設定
値（最大過負荷電流ピーク値）以上の変流器１４
の出力を検出した際に、励磁突入電流検出と見做
し、出力を出す。

また、整流器２の直流側にリアクトル３とコン
デンサ４とで成るフイルタがあると遮断器８の開
放時に交流電源１側から流れる電流は殆どない
が、コンデンサ４にはリアクトル３に流れていた
直流電流ｉ_dが充電されているので、このような
状態で遮断器が投入されると、「最大負荷電流」
の場合は電源１より整流器２、リアクトル３を通
じてインバータ５により電流が出力されるのに対
し、「励磁突入電流」は電流立上がりが速いため
リアクトル３の効果により変流器１６を介して整
流器２へ流れる電流は最大負荷電流ピーク値より
小さく、大部分の電流は最大負荷ピーク値より大
きな値でコンデンサ４よりインバータ５を通し変
流器１４を介して出力される。

従つて、「励磁突入電流」時は、電流検出回路
１７へは変流器１６よりの設定値以下の電流が入
力されて出力信号を出す。一方、電流検出回路１
５へは変流器１４よりの設定値以上の電流が入力
されて出力信号を出す。この結果、励磁突入電流
検出回路１８は論理積負荷を満足して位相制御回
路１３へ位相絞り込み信号を出力しインバータ５
の出力は絞り込まれて励磁突入電流は抑制される
ことになる。

又、遮断器８投入後、一定時間経過して負荷変
圧器９が定常状態となり、負荷運転に応じた電流
が交流電源１から負荷変圧器９へ負荷電流として
流れることになる。この時、変流器１６，１４へ
流れる負荷電流が、各電流検出器１７，１５の設
定値以上の最大過負荷電流ピーク値を示すもので
あつても、整流器２側の電流検出器１７は、出力
信号の出力条件を設定値以下の検出電流入力時で
あるので出力信号を励磁突入電流検出回路１８へ
出すことはないので論理積条件を満たさず、よつ
て位相絞り込み信号を出力しない。

更に、定常状態となつて、最大負荷電流ピーク
値以下の通常負荷電流が電源１より負荷変圧器９
へ流れた時であつても、負荷側の変流器１４より
電流検出器１５へ流れる電流は、励磁突入電流と
見做す設定値以上の電流でない為、電流検出器１
５より位相制御回路１３へ位相絞り込み信号が出
力されることはない。故に、第６図に示される電
源制御装置では電流検出器１７と過電流検出器１
５との両者の出力信号により負荷電流か励磁突入
電流かを判別することができるので、従来のもの
のように過電流検出器１５の設定値つまり、励磁
突入電流検出レベルＩ_L２を最大過負荷電流ピー
ク値Ｉ_L１より高める必要はない。換言すれば、
本発明による電源制御装置では過電流検出器１５
の設定値つまり励磁突入電流検出レベルＩ_L２を
従来のものより下げることが可能であるので、し
たがつて、インバータ５のトリツプレベルＩ_L３
を下げてインバータ５を小形化し安価な電源制御
装置を構成することができる。

例えば、従来の電源制御装置において、定格
100％、連続150％、１分過負荷のインバータで
は、最大負荷電流ピーク値Ｉ_L１と励磁突入電流
検出レベルＩ_L２及び瞬時過電流トリツプレベル
Ｉ_L３はそれぞれＩ_L１＝150×√２％I₀＝212％I₀ Ｉ_L２＝1.2I_L1＝254％I₀ Ｉ_L３＞1.2（Ｉ_L２＋63％I₀）＝380％I₀ （但し、各レベル間の判別余裕を20％見込んでい
る。）となり、インバータ５は少なくとも400％程
度の転流能力を持たせることが必要となるが、本
発明においては、励磁突入電流検出レベルＩ_L２
を最大負荷電流ピーク値Ｉ_L１よりも下げること
が可能であるので、瞬時過負荷トリツプレベルＩ
_L３はＩ_L３≧1.2I_L1＝254％I₀ とすることができ、インバータ５は300％程度の
転流能力のもので済むことになる。

なお、上記実施例において、変流器１６は交流
電源１と整流器２との間に設けて交流電流を検出
するようにしたが、他の実施例として整流器２か
らコンデンサ４側に流れる直流電流を検出するよ
うにしても良いことは勿論である。

以上のように本発明による負荷変圧器の電源制
御装置によれば、電流検出器と過電流検出器とに
より最大負荷電流と励磁突入電流とを判別するよ
うにしたので、励磁突入電流検出レベルを従来の
ものより下げることができ、したがつて、インバ
ータを小形な安価なものを使用することができる
という効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の負荷変圧器の電源制御装置を示
す構成図、第２図は第１図による励磁突入電流の
抑制動作を説明するためのタイムチヤート図で、
ａはインバータの電流波形、ｂは電圧波形であ
る。また第３図は第１図のインバータを例示した
構成図、第４図は第３図の動作波形図を示すもの
で、ａは第３図の出力端子５８の電位、ｂは出力
端子５９の電位を示し、ｃは出力端子５８，５９
から得られる出力電圧の波形を示している。ま
た、第５図は第３図におけるインバータの出力絞
り込み時の動作波形図を示すもので、ａは消弧す
べき主サイリスタの電流、ｂは転流電流、ｃはサ
イリスタ、５５Ｎの両端間電圧、ｄは出力端子５
９の電位をそれぞれ示す図である。第６図は本発
明の一実施例による負荷変圧器の電源制御装置を
示す構成図である。１：交流電源、２：整流器、３：リアクトル、
４：コンデンサ、５：インバータ、９：負荷変圧
器、１３：位相制御回路、１４，１６：変流器、
１５：過電流検出器、１７：電流検出器、なお、
図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。

Claims

【特許請求の範囲】

１交流電源と負荷変圧器との間に整流器と、リ
アクトルとコンデンサで成るフイルタと、インバ
ータとを順次直列に接続するとともに、上記イン
バータと負荷変圧器との間に流れる電流を検出す
る過電流検出器を設け、かつ、その検出電流値が
所定値以上の時に上記インバータの位相を制御し
上記負荷変圧器に流れる電流を抑制する位相制御
回路を設けた負荷変圧器の電源制御装置におい
て、上記整流器を介して流れる電流を検出する電
流検出器を設け、その検出電流値が所定値以下で
あり、かつ、上記過電流検出器により検出される
電流値が所定値以上の時に上記位相制御回路によ
り負荷変圧器に流れる励磁突入電流を抑制させる
ことを特徴とする負荷変圧器の電源制御装置。