JPS6242618A - 位相同期ル−プ回路 - Google Patents
位相同期ル−プ回路Info
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- JPS6242618A JPS6242618A JP60182299A JP18229985A JPS6242618A JP S6242618 A JPS6242618 A JP S6242618A JP 60182299 A JP60182299 A JP 60182299A JP 18229985 A JP18229985 A JP 18229985A JP S6242618 A JPS6242618 A JP S6242618A
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- Japan
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- signal
- voltage
- phase
- oscillation
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- Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
発振回路に係り、特に入力信号に位相同期した発振周波
数を得る位相同期ループ回路(PLL)に関する。
数を得る位相同期ループ回路(PLL)に関する。
例えば、PLLを用いた発振回路はVCO,位相比較器
(PC)、フィルタ等で構成されており。
(PC)、フィルタ等で構成されており。
特にVCOの特性はPLL発振回路の発振特性に大きな
影響を与える。このVCOは従来LC回路またはトラン
ジスタ、トランシスタロジンク(TTL)回路により構
成されている。
影響を与える。このVCOは従来LC回路またはトラン
ジスタ、トランシスタロジンク(TTL)回路により構
成されている。
LC回路で構成されるVCO(以下LC発振VCOで示
す)は、LC発振■C○内のインダクタンスLが温度や
電源電圧の変動に伴って変化し。
す)は、LC発振■C○内のインダクタンスLが温度や
電源電圧の変動に伴って変化し。
発振周波数が変動し易いという問題を有している。
また、TTL回路で構成されるvco c以下TTL発
振vcoで示す)は、TTL発振VCO内のトランジス
タが温度変動により特性が変化するため、上述のLC発
振VCOと同様に発振周波数が変動し易い。また、TT
L、発振VCOは通常非安定マルチパイブレークで構成
されているため。
振vcoで示す)は、TTL発振VCO内のトランジス
タが温度変動により特性が変化するため、上述のLC発
振VCOと同様に発振周波数が変動し易い。また、TT
L、発振VCOは通常非安定マルチパイブレークで構成
されているため。
マルヂバイプレークを構成するトランジスタ特性により
入力電圧に対する発振周波数の直線性が充分でない。し
たがって、入力電圧値に忠実に対応した発振周波数を得
ることができない。
入力電圧に対する発振周波数の直線性が充分でない。し
たがって、入力電圧値に忠実に対応した発振周波数を得
ることができない。
さらに、LC発振VCOやTTL発振VCOを用いて局
部発振回路を構成した場合1局部発振周波数(Carr
ier、 F )の出力レベルに対する出力信号に含
まれる最大のノイズレベルの比、いわゆるC/N比が悪
い。このため、上述のような構成のVCOを内蔵する受
信機のS/N比(出力信号に対するノイズの比)は悪化
する。したがって、比較的周波数が近接するチャンネル
(例えば3〜5 K fiz程度)の信号を受信するこ
とは困難であり。
部発振回路を構成した場合1局部発振周波数(Carr
ier、 F )の出力レベルに対する出力信号に含
まれる最大のノイズレベルの比、いわゆるC/N比が悪
い。このため、上述のような構成のVCOを内蔵する受
信機のS/N比(出力信号に対するノイズの比)は悪化
する。したがって、比較的周波数が近接するチャンネル
(例えば3〜5 K fiz程度)の信号を受信するこ
とは困難であり。
さらに増幅器等で歪みを生じさせないため受信感度を抑
圧しなければならない。
圧しなければならない。
本発明は、上述の従来の欠点に鑑み、温度によって発振
周波数が変動することなく、入力電圧に忠実な発振周波
数を得るど共に1本発明の発振回路を局部発振回路とし
て受信機に内蔵した際、受信機のS/N比を向上し、感
度抑圧を行うことのない発振回路をPLL回路で実現す
ることを目的とする。
周波数が変動することなく、入力電圧に忠実な発振周波
数を得るど共に1本発明の発振回路を局部発振回路とし
て受信機に内蔵した際、受信機のS/N比を向上し、感
度抑圧を行うことのない発振回路をPLL回路で実現す
ることを目的とする。
上記目的は1本発明によれば2電圧制御発振器に高結合
圧電単結晶振動子と可変容量ダイオードとを用い、該可
変容量ダイオードの静電容量の変化に応答して前記高結
合圧電単結晶振動子の発振周波数を可変し、該発振周波
数の変化は前記可変容量ダイオードに入力する電圧の変
化に対して直線的な関係であることを特徴とする位相同
期ループ回路を提供することによって達成される。
圧電単結晶振動子と可変容量ダイオードとを用い、該可
変容量ダイオードの静電容量の変化に応答して前記高結
合圧電単結晶振動子の発振周波数を可変し、該発振周波
数の変化は前記可変容量ダイオードに入力する電圧の変
化に対して直線的な関係であることを特徴とする位相同
期ループ回路を提供することによって達成される。
上記手段によれば、可変容量ダイオードに入力する電圧
変化により容9が変化する可変容量ダイオードと高結合
圧電単結晶振動子の共振周波数が入力電圧に比例して直
線的に変化するため、入力電圧に対して直線的に変化す
る発振周波数を出力でき、入力電圧に忠実な発振周波数
を出力する作用を有すると共に温度変化に対しても発振
周波数が変動しにくいため、安定した位相同期ループ回
路を得る。
変化により容9が変化する可変容量ダイオードと高結合
圧電単結晶振動子の共振周波数が入力電圧に比例して直
線的に変化するため、入力電圧に対して直線的に変化す
る発振周波数を出力でき、入力電圧に忠実な発振周波数
を出力する作用を有すると共に温度変化に対しても発振
周波数が変動しにくいため、安定した位相同期ループ回
路を得る。
以下2本発明の実施例を添付図面にしたがって詳述する
。
。
第1図は本発明を発振回路に用いた回路ブロック図であ
り、同図(a)が本発明によるVCOを有するPLL周
波数発振回路のブロック図であり、第2図(a)、 (
b)はVCOの具体的な回路図である。
り、同図(a)が本発明によるVCOを有するPLL周
波数発振回路のブロック図であり、第2図(a)、 (
b)はVCOの具体的な回路図である。
第1図において1本発明の発振回路は1分周器1、位相
比較器2.ローパスフィルタ3.VCO4、プログラマ
ブル分周器5.逓倍器6で構成されている。本発明の発
振回路に入力した図示しない水晶発振器からの周波数f
xの信号は、先ず分周器1に入力し1分周器1で1/M
に入力信号の周波数r!が分周される。周波数が1/M
に分周された信号(この信号の周波数をf、とする)は
分周器1から位相比較器2へ出力される。位相比較器2
では入力した周波数f、の信号と後述するプログラマブ
ル分周器5の出力分周周波数r ’1151)を有する
信号との位相差を検出する。この位相差に応じた信号は
位相比較器2からローパスフィルタ3に出力され、ロー
パスフィルタ3では入力信号を濾波し、入力信号に対応
する電圧■。に変換した後、VCO4に出力する。
比較器2.ローパスフィルタ3.VCO4、プログラマ
ブル分周器5.逓倍器6で構成されている。本発明の発
振回路に入力した図示しない水晶発振器からの周波数f
xの信号は、先ず分周器1に入力し1分周器1で1/M
に入力信号の周波数r!が分周される。周波数が1/M
に分周された信号(この信号の周波数をf、とする)は
分周器1から位相比較器2へ出力される。位相比較器2
では入力した周波数f、の信号と後述するプログラマブ
ル分周器5の出力分周周波数r ’1151)を有する
信号との位相差を検出する。この位相差に応じた信号は
位相比較器2からローパスフィルタ3に出力され、ロー
パスフィルタ3では入力信号を濾波し、入力信号に対応
する電圧■。に変換した後、VCO4に出力する。
VCO4は第2図+a)に示すような回路構成であり、
VCO4に入力する入力電圧■。は抵抗RIを介して、
可変容量ダイオード7に電圧■:として印加される。こ
の電圧Vlにしたがって可変容量ダイオード7は所定の
容量に変化し、この容量に従った発振周波数で圧電振動
子8及び発振部10は発振し1発振周波数f vcoを
有する信号として逓倍器6及びプログラマブル分周器5
に出力される。逓倍器6に入力した信号はf rvoの
周波数をに倍に逓倍した後周波数f1を有する信号と(
7て出力され、受信機の局部発振周波数として使用され
る。一方、プログラマブルの分周器5に入力した信号は
さらにI/Nに分周された後1位相比較器2に出力され
、上述と同様1位相比較器2内で分周器1との位相差の
検出に供する。
VCO4に入力する入力電圧■。は抵抗RIを介して、
可変容量ダイオード7に電圧■:として印加される。こ
の電圧Vlにしたがって可変容量ダイオード7は所定の
容量に変化し、この容量に従った発振周波数で圧電振動
子8及び発振部10は発振し1発振周波数f vcoを
有する信号として逓倍器6及びプログラマブル分周器5
に出力される。逓倍器6に入力した信号はf rvoの
周波数をに倍に逓倍した後周波数f1を有する信号と(
7て出力され、受信機の局部発振周波数として使用され
る。一方、プログラマブルの分周器5に入力した信号は
さらにI/Nに分周された後1位相比較器2に出力され
、上述と同様1位相比較器2内で分周器1との位相差の
検出に供する。
第2図(b)は同図ta+に示すVCO4の具体的な回
路図であり、基本的にはコルピッツ型発振器を構成する
ものである。同回路は、可変容量ダフイオード7.圧電
振動子8としてリチウムタンタレ・−ト(LitaO:
l )振動子8a、トランジスタ9.抵抗R1〜R3,
コンデンサ01〜C3で構成されている。
路図であり、基本的にはコルピッツ型発振器を構成する
ものである。同回路は、可変容量ダフイオード7.圧電
振動子8としてリチウムタンタレ・−ト(LitaO:
l )振動子8a、トランジスタ9.抵抗R1〜R3,
コンデンサ01〜C3で構成されている。
抵抗R1に印加する(VCO4に印加する)電圧VCは
前述説明したように位相比[12で検出した位相差に応
じた電圧値である。抵抗R+にこの電圧VCを印加する
ことにより抵抗R1の他端に一端が接続されている可変
容量ダ・イオ・〜ドア(可変g量ダイオード7の他端は
接地されている)には電圧■、が印加される。このため
可変容量ダイオード7は電圧V、に対応した容量を有す
る容最素了として動作し、LitaO,+振動子8a(
及びコルピッツ発振器)の発振周波数を決定する。この
ようにして決定された発振周波数は、LitaO1振動
子8aからバ・イアス抵抗R2,P3によりバイアスが
設定されたトランジスタ9に出力され。
前述説明したように位相比[12で検出した位相差に応
じた電圧値である。抵抗R+にこの電圧VCを印加する
ことにより抵抗R1の他端に一端が接続されている可変
容量ダ・イオ・〜ドア(可変g量ダイオード7の他端は
接地されている)には電圧■、が印加される。このため
可変容量ダイオード7は電圧V、に対応した容量を有す
る容最素了として動作し、LitaO,+振動子8a(
及びコルピッツ発振器)の発振周波数を決定する。この
ようにして決定された発振周波数は、LitaO1振動
子8aからバ・イアス抵抗R2,P3によりバイアスが
設定されたトランジスタ9に出力され。
コルピッツ発振器のコンデンサCI、C2を介して順次
正帰還し9発振周波数f vcoの信号として。
正帰還し9発振周波数f vcoの信号として。
カップリング用のコンデンサC3を介L7て逓倍器6及
びプログラマブル分周器5へ出力する。
びプログラマブル分周器5へ出力する。
以上のような構成の局部発振回路において、以下に本発
明の要部であるVCO4の発振出力に最も影響を与える
可変容量ダイオード7とI、1tao 3振動子8aと
の関係を説明する。
明の要部であるVCO4の発振出力に最も影響を与える
可変容量ダイオード7とI、1tao 3振動子8aと
の関係を説明する。
可変容量ダイオード7の入力電圧■、に対する容量特性
を第3図に示す。同図に示すように可変容量ダイオード
7は、入力端子に応じて容λが変化し、この容量の変化
に応答してLitao 3振動子8の発振周波数も変化
する。また、VCO4に入力する入力電圧VCに対して
VCO4から出力される信号の周波数変化は、第4図に
示すように変化する。
を第3図に示す。同図に示すように可変容量ダイオード
7は、入力端子に応じて容λが変化し、この容量の変化
に応答してLitao 3振動子8の発振周波数も変化
する。また、VCO4に入力する入力電圧VCに対して
VCO4から出力される信号の周波数変化は、第4図に
示すように変化する。
同図に示すように入力電圧VCに対して■C04の出力
周波数r VC6が直線的に変化し、入力電圧■oに対
して忠実に対応した発振周波数であることがわかる。
周波数r VC6が直線的に変化し、入力電圧■oに対
して忠実に対応した発振周波数であることがわかる。
一方、VCO4の発振部としてLitaO3振動子8a
を用いて構成したため、C/N比も従来に比べて改善さ
れる。例えば局部発振周波数を46.75M fizと
した場合1本発明の局部発振回路では第5図に示すよう
に60dBのC/N比を保持できる。しかし、従来の局
部発振回路では局部発振周波数が46.60 Mllz
であって周波数は若干具なるが、第6図に示すように、
40dBのC/N比しか保持することができない。
を用いて構成したため、C/N比も従来に比べて改善さ
れる。例えば局部発振周波数を46.75M fizと
した場合1本発明の局部発振回路では第5図に示すよう
に60dBのC/N比を保持できる。しかし、従来の局
部発振回路では局部発振周波数が46.60 Mllz
であって周波数は若干具なるが、第6図に示すように、
40dBのC/N比しか保持することができない。
したがって1本実施例の局部発振回路を例えば受信機に
内蔵すれば、C/N比の改善により、受信機のS/N比
は向上する。また、S/N比が良いため受信感度を抑圧
する必要がなく、高感度の受信機を得ることができる。
内蔵すれば、C/N比の改善により、受信機のS/N比
は向上する。また、S/N比が良いため受信感度を抑圧
する必要がなく、高感度の受信機を得ることができる。
さらに、S/N比が向上するため1局部発振周波数も近
接して設けても混信することがなく、従来と同一周波数
帯域で比較すると多チャンネル化が可能となり、チャン
ネルを有効に利用することができる。
接して設けても混信することがなく、従来と同一周波数
帯域で比較すると多チャンネル化が可能となり、チャン
ネルを有効に利用することができる。
また、上述のような局部発振回路においては。
例えば分周器1の入力周波数fzを27MItzとし。
分周器1の分周比を1/2とすると分周器1からは周波
数f、が13.5Ml1zである信号が出力される。
数f、が13.5Ml1zである信号が出力される。
この程度の周波数に分周されればプログラマブル分周器
5としてN−TTL、LS−TTI、、高速CMO3等
を用いることができる。
5としてN−TTL、LS−TTI、、高速CMO3等
を用いることができる。
また1分周器4の分周比Nは必要とする局部発振周波数
に合わせて任意に設定することができる。
に合わせて任意に設定することができる。
また、上述の第2図(b)の700回路は第7図に示す
ようにトランジスタ9のバイアス設定用として抵抗R2
’を用いて構成しても良く、またコンデンサC3の発振
出力をトランジスタ10.抵抗R4〜R6で構成される
バッファ部11に入力して発振出力を増幅した後カップ
リング用のコンデンサC4を介してプログラマブル分周
器5等へ出力する構成としても良い。
ようにトランジスタ9のバイアス設定用として抵抗R2
’を用いて構成しても良く、またコンデンサC3の発振
出力をトランジスタ10.抵抗R4〜R6で構成される
バッファ部11に入力して発振出力を増幅した後カップ
リング用のコンデンサC4を介してプログラマブル分周
器5等へ出力する構成としても良い。
第8図は本発明の他の実施例を説明するVCOの回路図
である。同図において、LitaO:+振動子8aと、
可変容量ダイオード7との間にはコイルLが接続されて
いる。このような構成とすることにより (他の回路は
第2図(blと同様である)。
である。同図において、LitaO:+振動子8aと、
可変容量ダイオード7との間にはコイルLが接続されて
いる。このような構成とすることにより (他の回路は
第2図(blと同様である)。
1.1tao:+振動子8aのQ特性は変化することな
く。
く。
しかもコイルしは入力電圧■ゎに対して局部発振周波数
の可変幅を広げる働きをす乙。
の可変幅を広げる働きをす乙。
この働きを具体的に第9図、第10図に示す。
第9図はコイルLを有しないVCO回路を用いた場合の
発振周波数及びその時のVC○回路の出力レベルを示し
、第10図はコイルI5を有する700回路を用いた場
合の発振周波数及びその時のVCO回路の出力レベルを
示す。同一入力端子■oに対して、コイルLを有しない
V C0回路(第7図)では発振周波数は46.73〜
46.85 Mllzまで変化するのに対して、コイル
Lを有する700回路では発振周波数は46.2〜46
.7Ml1zまで変化する。すなわち、同一入力端子幅
に対してコイルLを有するVCO回路では発振周波数の
幅を大きくとることができ、第1図における分周器1,
5の分周比を変化した時の同期範囲も大となる。したが
って本発明の実施例を受信器の局部発振回路に用いた場
合には分周比N、Mさらには逓倍数Kを可変することに
より1局部発振周波数の幅が広くなり、第2図(b)に
示すVC(1回路を用いた発振回路よりもさらに多チャ
ンネル化が可能となる、また1本発明のP L L回路
はFM検波回路にも用いることができる。本発明の¥’
11. L、回I洛内(1、”1.′L前述のようにQ
特性のすぐれたVCO4を内蔵し7ているため2分周器
1に入力する周波数変調信!−:に対してローパスフィ
ルタ3から得られる検波出力は、従来より、S/N比は
すぐれたものとな・i・。
発振周波数及びその時のVC○回路の出力レベルを示し
、第10図はコイルI5を有する700回路を用いた場
合の発振周波数及びその時のVCO回路の出力レベルを
示す。同一入力端子■oに対して、コイルLを有しない
V C0回路(第7図)では発振周波数は46.73〜
46.85 Mllzまで変化するのに対して、コイル
Lを有する700回路では発振周波数は46.2〜46
.7Ml1zまで変化する。すなわち、同一入力端子幅
に対してコイルLを有するVCO回路では発振周波数の
幅を大きくとることができ、第1図における分周器1,
5の分周比を変化した時の同期範囲も大となる。したが
って本発明の実施例を受信器の局部発振回路に用いた場
合には分周比N、Mさらには逓倍数Kを可変することに
より1局部発振周波数の幅が広くなり、第2図(b)に
示すVC(1回路を用いた発振回路よりもさらに多チャ
ンネル化が可能となる、また1本発明のP L L回路
はFM検波回路にも用いることができる。本発明の¥’
11. L、回I洛内(1、”1.′L前述のようにQ
特性のすぐれたVCO4を内蔵し7ているため2分周器
1に入力する周波数変調信!−:に対してローパスフィ
ルタ3から得られる検波出力は、従来より、S/N比は
すぐれたものとな・i・。
本発明は以上の実施例に限るわけではな(、圧電型振動
子はLitaO]振動子に限らず、IJl−ウムナイオ
ベイト リ羊つムテトラボレイト等の高結合圧電単結晶
で構成される圧電型振動子を用いて構成しても良いこと
は勿論である。
子はLitaO]振動子に限らず、IJl−ウムナイオ
ベイト リ羊つムテトラボレイト等の高結合圧電単結晶
で構成される圧電型振動子を用いて構成しても良いこと
は勿論である。
以上詳細に説明したように本発明によれば、直線性が良
好で且つ動作の安定な電圧制御発振器(VCO)を含む
位相同期ループ回路を実現することができる。
好で且つ動作の安定な電圧制御発振器(VCO)を含む
位相同期ループ回路を実現することができる。
また1本発明のVCOを含む局部発振回路を受信機に内
蔵すれば、S/N比のすくれた受信機を実現することが
でき、感度抑圧を行う必要のない高感度の受信特性を有
する受信機を実現することができる。
蔵すれば、S/N比のすくれた受信機を実現することが
でき、感度抑圧を行う必要のない高感度の受信特性を有
する受信機を実現することができる。
第1図は7本発明の原理ブロック図。
第2図は2本発明の一実施例としてのVCoの回路図。
第3図は、可変容量ダイオードの特性図。
第4図は、VCOの出力特性図。
第5図は2本発明のC/N比の特性図。
第6図は、従来のC/N比の特性図。
第7図は、第2図のVCO回路にバ・ソファ部を加えた
回路図。 第8図は4本発明の他の実施例としてのVCOの回路図
。 第9図、第10図は、入力電圧■。に対するVCOの発
振周波数の変化特性図である。 1・・・分周器。 2・・・位相比校器。 3・・・ローパスフィルタ。 4・・・電圧制御発振器。 5・・・プログラマブル分周器。 6・・・逓倍器。 7・・・可変容量ダイオード。 8・・・圧電振動子。 3 a −−・LitaO3振動子。 9・・・トランジスタ。 10・・・コルピッツ発振部。 第3図 VC COの入力牛りgFt万已−jイひ板周ヲ皮膚タニ狩・
ト→二第4図 46.60MH2−一、rfl、灸罠 第7図 第8図 入力叱反Vc () 第9図
回路図。 第8図は4本発明の他の実施例としてのVCOの回路図
。 第9図、第10図は、入力電圧■。に対するVCOの発
振周波数の変化特性図である。 1・・・分周器。 2・・・位相比校器。 3・・・ローパスフィルタ。 4・・・電圧制御発振器。 5・・・プログラマブル分周器。 6・・・逓倍器。 7・・・可変容量ダイオード。 8・・・圧電振動子。 3 a −−・LitaO3振動子。 9・・・トランジスタ。 10・・・コルピッツ発振部。 第3図 VC COの入力牛りgFt万已−jイひ板周ヲ皮膚タニ狩・
ト→二第4図 46.60MH2−一、rfl、灸罠 第7図 第8図 入力叱反Vc () 第9図
Claims (3)
- (1)入力信号と電圧制御発振器の出力が加わり、前記
入力信号と電圧制御発振器の出力信号との位相差を検出
して前記電圧制御発振器に加える位相検波器を有する位
相同期発振器において、 前記電圧制御発振器は、高結合圧電単結晶振動子と可変
容量ダイオードとを含む共振回路からなり、前記位相検
波器の出力電圧によって前記可変容量ダイオードの容量
を変化させて前記共振回路の共振周波数を変化させる前
記電圧制御発振器の発振周波数を制御する位相同期ルー
プ回路。 - (2)前記電圧制御発振器において前記高結合圧電単結
晶振動子と直列にインダクタンス素子を接続した特許請
求の範囲第1項記載の位相同期ループ回路。 - (3)前記高結合圧電単結晶振動子は、リチウムタンタ
レート圧電素子であることを特徴とする特許請求の範囲
第1項記載の位相同期ループ回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP60182299A JPS6242618A (ja) | 1985-08-20 | 1985-08-20 | 位相同期ル−プ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP60182299A JPS6242618A (ja) | 1985-08-20 | 1985-08-20 | 位相同期ル−プ回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS6242618A true JPS6242618A (ja) | 1987-02-24 |
Family
ID=16115857
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP60182299A Pending JPS6242618A (ja) | 1985-08-20 | 1985-08-20 | 位相同期ル−プ回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS6242618A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH01205607A (ja) * | 1988-02-10 | 1989-08-18 | Nippon Dempa Kogyo Co Ltd | 電圧制御型圧電発振器 |
US5132147A (en) * | 1989-06-06 | 1992-07-21 | Nippon Oil Company, Limited | Method for orienting a liquid crystalline polymer |
-
1985
- 1985-08-20 JP JP60182299A patent/JPS6242618A/ja active Pending
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH01205607A (ja) * | 1988-02-10 | 1989-08-18 | Nippon Dempa Kogyo Co Ltd | 電圧制御型圧電発振器 |
US5132147A (en) * | 1989-06-06 | 1992-07-21 | Nippon Oil Company, Limited | Method for orienting a liquid crystalline polymer |
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