JPH1198033A - ワイヤレス・マイクロホン用ｕｈｆ帯搬送波ｆｍ送信機 - Google Patents
ワイヤレス・マイクロホン用ｕｈｆ帯搬送波ｆｍ送信機Info
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- JPH1198033A JPH1198033A JP9260245A JP26024597A JPH1198033A JP H1198033 A JPH1198033 A JP H1198033A JP 9260245 A JP9260245 A JP 9260245A JP 26024597 A JP26024597 A JP 26024597A JP H1198033 A JPH1198033 A JP H1198033A
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- circuit
- transmitter
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- wireless microphone
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/02—Transmitters
- H04B1/03—Constructional details, e.g. casings, housings
- H04B1/034—Portable transmitters
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Transmitters (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】振動・フィードバック等による可聴ノイズ発生
を招き難く、小形・低コスト化ができるワイヤレス・マ
イクロホン用ＵＨＦ帯搬送波ＦＭ送信機の提供。 【解決手段】ＰＬＬ方式を採用したワイヤレス・マイク
ロホン用ＵＨＦ帯搬送波ＦＭ送信機において、水晶発振
回路の発振周波数を音響信号の変調信号入力ＡＦでＦＭ
変調する電圧制御水晶発振式変調器（ＶＣＸＯ）を有
し、ＰＬＬ回路６０のアナログ位相比較器（ＰＣ）に入
力すべき基準信号ｖr としてＶＣＸＯから得られるＦＭ
変調信号ｆr を用いて成る。ＰＣが高速（10ＭＨｚ以
上）で位相比較動作を行っているため、ループ・フィル
ター６２のカットオフ周波数は100 ＫＨｚ〜１ＭＨｚ程
度の高域周波数で良く、最高可聴周波数20ＫＨｚよりも
遙かに高い周波数を選ぶことができる。フィルター出力
は非可聴周波数で推移し、振動・フィードバック等が起
こっても可聴ノイズの発生を招かない。ループフィルタ
ー切り替え方式を採用せず、チャージポンプ回路等，シ
ールド対策，耐振対策も不要化できるので、小形・低コ
スト化を実現できる。
を招き難く、小形・低コスト化ができるワイヤレス・マ
イクロホン用ＵＨＦ帯搬送波ＦＭ送信機の提供。 【解決手段】ＰＬＬ方式を採用したワイヤレス・マイク
ロホン用ＵＨＦ帯搬送波ＦＭ送信機において、水晶発振
回路の発振周波数を音響信号の変調信号入力ＡＦでＦＭ
変調する電圧制御水晶発振式変調器（ＶＣＸＯ）を有
し、ＰＬＬ回路６０のアナログ位相比較器（ＰＣ）に入
力すべき基準信号ｖr としてＶＣＸＯから得られるＦＭ
変調信号ｆr を用いて成る。ＰＣが高速（10ＭＨｚ以
上）で位相比較動作を行っているため、ループ・フィル
ター６２のカットオフ周波数は100 ＫＨｚ〜１ＭＨｚ程
度の高域周波数で良く、最高可聴周波数20ＫＨｚよりも
遙かに高い周波数を選ぶことができる。フィルター出力
は非可聴周波数で推移し、振動・フィードバック等が起
こっても可聴ノイズの発生を招かない。ループフィルタ
ー切り替え方式を採用せず、チャージポンプ回路等，シ
ールド対策，耐振対策も不要化できるので、小形・低コ
スト化を実現できる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、把持携帯できるハ
ンドヘルド型又は身体衣服に装着できる仕込み型などの
ワイヤレス・マイクロホンに用いるに適したＵＨＦ帯搬
送波ＦＭ送信機に関し、特に、ＰＬＬ方式の改良に関す
る。
ンドヘルド型又は身体衣服に装着できる仕込み型などの
ワイヤレス・マイクロホンに用いるに適したＵＨＦ帯搬
送波ＦＭ送信機に関し、特に、ＰＬＬ方式の改良に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】従来、音響用ワイヤレス・マイクロホン
送信機としては、超短波（ＶＨＦ帯：30ＭＨｚ〜300 Ｍ
Ｈｚ）で使用されている水晶発振逓倍方式が知られてい
るが、最近では各国電波法規の改正等により音響用ワイ
ヤレス・マイクロホン送信機の運用が極超短波（ＵＨＦ
帯：300 ＭＨｚ〜3000ＭＨｚ）でも認められるようにな
って来た。このＵＨＦ帯に適合した水晶発振逓倍方式
は、例えば図３に示すように、音響信号（可聴周波数10
Ｈｚ〜20ＫＨｚの変調信号入力）ＡＦで水晶振動子Ｘ１
（共振周波数：23ＭＨｚ）の負荷容量を変化させて電圧
制御発振により周波数変調（ＦＭ変調）を行ない、その
被変調波の周波数を３逓倍する変調・発振・３逓倍回路
１と、その出力波（中心周波数：69ＭＨｚ）の周波数を
３逓倍する３逓倍回路２と、その逓倍出力波（中心周波
数：207 ＭＨｚ）を４逓倍する４逓倍回路３と、その逓
倍出力波（中心周波数：828 ＭＨｚ）を電力増幅して送
信電力（10ｍＷ）を作り出す高周波増幅器４と、ヘリカ
ルレゾネーター等の急峻な選択特性を有するバンドパス
・フィルターＦＬ１と、筐体内アンテナ５とを備えて成
る。
送信機としては、超短波（ＶＨＦ帯：30ＭＨｚ〜300 Ｍ
Ｈｚ）で使用されている水晶発振逓倍方式が知られてい
るが、最近では各国電波法規の改正等により音響用ワイ
ヤレス・マイクロホン送信機の運用が極超短波（ＵＨＦ
帯：300 ＭＨｚ〜3000ＭＨｚ）でも認められるようにな
って来た。このＵＨＦ帯に適合した水晶発振逓倍方式
は、例えば図３に示すように、音響信号（可聴周波数10
Ｈｚ〜20ＫＨｚの変調信号入力）ＡＦで水晶振動子Ｘ１
（共振周波数：23ＭＨｚ）の負荷容量を変化させて電圧
制御発振により周波数変調（ＦＭ変調）を行ない、その
被変調波の周波数を３逓倍する変調・発振・３逓倍回路
１と、その出力波（中心周波数：69ＭＨｚ）の周波数を
３逓倍する３逓倍回路２と、その逓倍出力波（中心周波
数：207 ＭＨｚ）を４逓倍する４逓倍回路３と、その逓
倍出力波（中心周波数：828 ＭＨｚ）を電力増幅して送
信電力（10ｍＷ）を作り出す高周波増幅器４と、ヘリカ
ルレゾネーター等の急峻な選択特性を有するバンドパス
・フィルターＦＬ１と、筐体内アンテナ５とを備えて成
る。
【０００３】送信周波数がＶＨＦ帯からＵＨＦ帯になる
と、水晶発振逓倍方式では、必然的に逓倍段数が多段化
しまう点と、また逓倍回路毎にスプリアス発射を低減す
るための副同調回路（タンク回路）のフィルターを挿入
する点から、ＩＣ化に不向きなインダクタやキャパシタ
の個別部品の点数の大幅増大を招き、小型化及び低コス
ト化が要求される音響用ワイヤレス・マイクロホン送信
機には採用困難となる。特に、水晶発振子Ｘ１に適合さ
せて各逓倍段のフィルターの回路定数が調整済みである
ことから、共振周波数の異なる水晶発振子Ｘ１を交換又
は切り換えるだけではチャネル変更に対応できず、原理
的に多チャンネル化に不向な回路構成となっている。
と、水晶発振逓倍方式では、必然的に逓倍段数が多段化
しまう点と、また逓倍回路毎にスプリアス発射を低減す
るための副同調回路（タンク回路）のフィルターを挿入
する点から、ＩＣ化に不向きなインダクタやキャパシタ
の個別部品の点数の大幅増大を招き、小型化及び低コス
ト化が要求される音響用ワイヤレス・マイクロホン送信
機には採用困難となる。特に、水晶発振子Ｘ１に適合さ
せて各逓倍段のフィルターの回路定数が調整済みである
ことから、共振周波数の異なる水晶発振子Ｘ１を交換又
は切り換えるだけではチャネル変更に対応できず、原理
的に多チャンネル化に不向な回路構成となっている。
【０００４】そこで昨今は、音響用ワイヤレス・マイク
ロホン送信機においても、多チャンネル化に適合したＰ
ＬＬ周波数シンセサイザ方式が主流となっている。この
ＰＬＬ周波数シンセサイザにデュアル・モジュラス・プ
リスケーラ方式を採用したワイヤレス・マイクロホン用
ＵＨＦ帯搬送波ＦＭ送信機として、例えば図４に示すよ
うに、水晶発振による基準発振器１０の発振周波数ｆ
osc （４ＭＨｚ）からより安定的な基準周波数ｆr を得
ると共にチャンネル間隔（周波数ステップ）を可変する
ため、マイクロプロセッサ１１から与えられる分周比設
定信号により発振周波数ｆosc を１／Ｌに周波数分周す
るリファレンスカウンタ（可変基準分周器）１２と、音
響信号たる変調信号入力ＡＦでＦＭ変調が掛けられる電
圧制御発振器（Voltage Co-ntrolled Oscillator）２１
を持つデュアル・モジュラス・プリスケーラー方式のＰ
ＬＬ（Phase Locked Loop ）回路２０と、電圧制御発振
器２１と疎結合させて次段後の影響が電圧制御発振器２
１に帰還しないようにする緩衝増幅器（Buffer）２２
と、その出力波（搬送波800 ＭＨｚ帯）を電力増幅して
送信電力（10ｍＷ）を作り出す高周波増幅器２３と、出
力波に適合したバンドパスフィルタ２４と、筐体内アン
テナ２５とを備えて成る。
ロホン送信機においても、多チャンネル化に適合したＰ
ＬＬ周波数シンセサイザ方式が主流となっている。この
ＰＬＬ周波数シンセサイザにデュアル・モジュラス・プ
リスケーラ方式を採用したワイヤレス・マイクロホン用
ＵＨＦ帯搬送波ＦＭ送信機として、例えば図４に示すよ
うに、水晶発振による基準発振器１０の発振周波数ｆ
osc （４ＭＨｚ）からより安定的な基準周波数ｆr を得
ると共にチャンネル間隔（周波数ステップ）を可変する
ため、マイクロプロセッサ１１から与えられる分周比設
定信号により発振周波数ｆosc を１／Ｌに周波数分周す
るリファレンスカウンタ（可変基準分周器）１２と、音
響信号たる変調信号入力ＡＦでＦＭ変調が掛けられる電
圧制御発振器（Voltage Co-ntrolled Oscillator）２１
を持つデュアル・モジュラス・プリスケーラー方式のＰ
ＬＬ（Phase Locked Loop ）回路２０と、電圧制御発振
器２１と疎結合させて次段後の影響が電圧制御発振器２
１に帰還しないようにする緩衝増幅器（Buffer）２２
と、その出力波（搬送波800 ＭＨｚ帯）を電力増幅して
送信電力（10ｍＷ）を作り出す高周波増幅器２３と、出
力波に適合したバンドパスフィルタ２４と、筐体内アン
テナ２５とを備えて成る。
【０００５】このＰＬＬ回路２０は、リファレンスカウ
ンタ１２から入力する基準信号ｖrと可変比較分周器３
０から入力する比較信号ｖc との位相を比較してその位
相差に応じた位相差検出信号（位相進み信号Ｕ，位相遅
れ信号Ｄ）を出すデジタル位相比較器２６と、位相差検
出信号（Ｕ，Ｄ）に基づきループ・フィルター回路４０
に対しその位相差に相当する電流を流し込んだり、流し
出したりするチャージポンプ部２７と、その電流を積分
して直流電圧を得るループ・フィルター（低域通過フィ
ルター）回路４０と、その直流電圧の制御で中心周波数
（搬送周波数）で発振すると共に、それを変調信号入力
ＡＦでＦＭ変調してＦＭ変調波ｖ0 を出力する電圧制御
発振器（ＶＣＯ）２１と、ＦＭ変調波ｖ0 の出力周波数
ｆ0 を（Ｍ・Ｎ＋Ａ）の分周比で周波数分周する可変比
較分周器３０とから成る。
ンタ１２から入力する基準信号ｖrと可変比較分周器３
０から入力する比較信号ｖc との位相を比較してその位
相差に応じた位相差検出信号（位相進み信号Ｕ，位相遅
れ信号Ｄ）を出すデジタル位相比較器２６と、位相差検
出信号（Ｕ，Ｄ）に基づきループ・フィルター回路４０
に対しその位相差に相当する電流を流し込んだり、流し
出したりするチャージポンプ部２７と、その電流を積分
して直流電圧を得るループ・フィルター（低域通過フィ
ルター）回路４０と、その直流電圧の制御で中心周波数
（搬送周波数）で発振すると共に、それを変調信号入力
ＡＦでＦＭ変調してＦＭ変調波ｖ0 を出力する電圧制御
発振器（ＶＣＯ）２１と、ＦＭ変調波ｖ0 の出力周波数
ｆ0 を（Ｍ・Ｎ＋Ａ）の分周比で周波数分周する可変比
較分周器３０とから成る。
【０００６】この可変比較分周器３０はデュアル・モジ
ュラス・プリスケーラーであり、１／Ｍと１／（Ｍ＋
１）の２種類の分周比を持つプリスケーラー（固定分周
器）３１と、プリスケーラー３１の分周比を切り替える
パルス・スワロ・カウンタを持つプログラムカウンタ３
２から成る。パルス・スワロ・カウンタはＡダウン・カ
ウンタとＮダウン・カウンタとＲＳフリップ・フォロッ
プとから成る可変分周器であり、マイクロプロセッサ１
１から分周比設定信号が与えられる。この分周比設定信
号（Ａ，Ｎ）を変えることにより、周波数ステップが基
準周波数ｆr で出力周波数ｆ0 を可変できる。
ュラス・プリスケーラーであり、１／Ｍと１／（Ｍ＋
１）の２種類の分周比を持つプリスケーラー（固定分周
器）３１と、プリスケーラー３１の分周比を切り替える
パルス・スワロ・カウンタを持つプログラムカウンタ３
２から成る。パルス・スワロ・カウンタはＡダウン・カ
ウンタとＮダウン・カウンタとＲＳフリップ・フォロッ
プとから成る可変分周器であり、マイクロプロセッサ１
１から分周比設定信号が与えられる。この分周比設定信
号（Ａ，Ｎ）を変えることにより、周波数ステップが基
準周波数ｆr で出力周波数ｆ0 を可変できる。
【０００７】ＰＬＬ回路ではロックアップ・タイムはル
ープ・フィルターの時定数の影響を強く受ける性質があ
るため、ループ・フィルターの時定数を小さくすると、
ロックアップ・タイムが短くなるが、フィルター出力が
高速で変動するので、ループが低域側の変調信号入力を
抑え込みに掛り、低域ＦＭ変調が掛り難い。それを抑制
するため、ループ・フィルターの時定数を大きくする
と、今度はループ・フィルターのロックアップ・タイム
が長くなり、電源投入時などではなかなか周波数引き込
み過程に入らない。そこで、図４に示すＰＬＬ回路では
ループ・フィルター切り替え方式が採用されている。
ープ・フィルターの時定数の影響を強く受ける性質があ
るため、ループ・フィルターの時定数を小さくすると、
ロックアップ・タイムが短くなるが、フィルター出力が
高速で変動するので、ループが低域側の変調信号入力を
抑え込みに掛り、低域ＦＭ変調が掛り難い。それを抑制
するため、ループ・フィルターの時定数を大きくする
と、今度はループ・フィルターのロックアップ・タイム
が長くなり、電源投入時などではなかなか周波数引き込
み過程に入らない。そこで、図４に示すＰＬＬ回路では
ループ・フィルター切り替え方式が採用されている。
【０００８】即ち、ループ・フィルター回路４０は、チ
ャージポンプ部２７の出力に直列接続した第１の低域通
過フィルター４１及び第２の低域通過フィルター４２
と、位相同期の外れを検出するアンロック検出回路２８
の検出信号により第１の低域通過フィルター４１を短絡
するアナログスイッチ４３とを有している。このループ
・フィルター切り替え方式では、ＰＬＬが周波数を引き
込むまでは時定数の小さい（帯域幅の広い）第２の低域
通過フィルター４２を使い、引き込み後は第２の低域通
過フィルター４２に対し第１の低域通過フィルター４１
を直列接続して時定数の大きい（帯域幅の狭い）ループ
・フィルターを使うことで、電源投入時などの高速ロッ
クアップとＦＭ変調の保証を達成している。
ャージポンプ部２７の出力に直列接続した第１の低域通
過フィルター４１及び第２の低域通過フィルター４２
と、位相同期の外れを検出するアンロック検出回路２８
の検出信号により第１の低域通過フィルター４１を短絡
するアナログスイッチ４３とを有している。このループ
・フィルター切り替え方式では、ＰＬＬが周波数を引き
込むまでは時定数の小さい（帯域幅の広い）第２の低域
通過フィルター４２を使い、引き込み後は第２の低域通
過フィルター４２に対し第１の低域通過フィルター４１
を直列接続して時定数の大きい（帯域幅の狭い）ループ
・フィルターを使うことで、電源投入時などの高速ロッ
クアップとＦＭ変調の保証を達成している。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図４に
示すＰＬＬ周波数シンセサイザ方式を採用したワイヤレ
ス・マイクロホン用ＵＨＦ帯搬送波ＦＭ送信機にあって
は、次のような問題点があった。
示すＰＬＬ周波数シンセサイザ方式を採用したワイヤレ
ス・マイクロホン用ＵＨＦ帯搬送波ＦＭ送信機にあって
は、次のような問題点があった。
【００１０】 ＵＨＦ帯搬送波ワイヤレス・マイクロ
ホン・システムでは、チャンネル間隔即ち基準周波数ｆ
r は数十ＫＨｚ以上（100 ＫＨｚ〜150 ＫＨｚ）が選ば
れることから、位相比較器２６に加えられる比較周波数
ｆc も同様の周波数帯となる。
ホン・システムでは、チャンネル間隔即ち基準周波数ｆ
r は数十ＫＨｚ以上（100 ＫＨｚ〜150 ＫＨｚ）が選ば
れることから、位相比較器２６に加えられる比較周波数
ｆc も同様の周波数帯となる。
【００１１】ループ・フィルター４０の時定数（高域側
カットオフ周波数）は、前述した理由から上記周波数帯
の約１／100 程度の低速に設定する場合が多いので、位
相ロック時のフィルター出力は、音響入力ＡＦと同様の
可聴周波数領域（〜20ＫＨｚ以下）に略重なっている。
このため、何らかの原因により位相ロックが外れ掛かる
場合（定常位相が乱れる場合）などには、ループ・フィ
ルター４０の積分出力がそのまま可聴周波数領域内のノ
イズ源となってしまう。
カットオフ周波数）は、前述した理由から上記周波数帯
の約１／100 程度の低速に設定する場合が多いので、位
相ロック時のフィルター出力は、音響入力ＡＦと同様の
可聴周波数領域（〜20ＫＨｚ以下）に略重なっている。
このため、何らかの原因により位相ロックが外れ掛かる
場合（定常位相が乱れる場合）などには、ループ・フィ
ルター４０の積分出力がそのまま可聴周波数領域内のノ
イズ源となってしまう。
【００１２】ワイヤレス・マイクロホンの使用目的か
ら、送信アナンテを外部に露出できず、アンテナ自体を
ワイヤレス・マイクロホン本体に納めた筐体内アンテン
の構造を採用することが多いため、電圧制御発振器やそ
の他の回路を厳重にシールド（二重シールド）しない
と、筐体内アンテナから電圧制御発振器等へ送信エネル
ギーが帰還し、異常発振やボディーエフェクトによるハ
ンドリングノイズが発生する。また高周波信号の帰還経
路は上記の空間経路に限らず、回路上でも発生する。更
に、ワイヤレス・マイクロホンは通常手持ち状態で使用
されるので、振動・衝撃等が加わり易く、電圧制御発振
器に誘電体素子等を使用して耐振対策を施さない限り、
振動・衝撃等によるショックノイズが発生する。
ら、送信アナンテを外部に露出できず、アンテナ自体を
ワイヤレス・マイクロホン本体に納めた筐体内アンテン
の構造を採用することが多いため、電圧制御発振器やそ
の他の回路を厳重にシールド（二重シールド）しない
と、筐体内アンテナから電圧制御発振器等へ送信エネル
ギーが帰還し、異常発振やボディーエフェクトによるハ
ンドリングノイズが発生する。また高周波信号の帰還経
路は上記の空間経路に限らず、回路上でも発生する。更
に、ワイヤレス・マイクロホンは通常手持ち状態で使用
されるので、振動・衝撃等が加わり易く、電圧制御発振
器に誘電体素子等を使用して耐振対策を施さない限り、
振動・衝撃等によるショックノイズが発生する。
【００１３】このように、ワイヤレス・マイクロホンで
は、元来、振動・フィードバック等によりロックアップ
が乱れ易くなっているため、その度ごとの瞬間的な位相
同期過程では、ループ・フィルター４０の積分出力が可
聴周波数領域内の大きなノイズとして顕在化する。この
ため、ＵＨＦ帯搬送波ワイヤレス・マイクロホンでは音
響品質の劣化が特に問題となる。
は、元来、振動・フィードバック等によりロックアップ
が乱れ易くなっているため、その度ごとの瞬間的な位相
同期過程では、ループ・フィルター４０の積分出力が可
聴周波数領域内の大きなノイズとして顕在化する。この
ため、ＵＨＦ帯搬送波ワイヤレス・マイクロホンでは音
響品質の劣化が特に問題となる。
【００１４】 ループフィルタ回路４０や電圧制御発
振器２１を除くＰＬＬ回路２０，基準発振器１０及びリ
ファレンスカウンタ１２は例えば富士通社製のＭＢ１５
１１のＩＣの様にプリスケーラ内蔵ＰＬＬ周波数シンセ
サイザＩＣとして市販されているものが多い。またスプ
リアス低減のために複数箇所にタンク回路を挿入しなく
ても良い利点がある。しかし、電源投入時などの高速ロ
ックアップとＦＭ変調の保証を目的として、ループフィ
ルター回路４０はループフィルター切り替え方式である
ため、部品点数の増大を招き、小形化・低コスト化の障
害となっている。
振器２１を除くＰＬＬ回路２０，基準発振器１０及びリ
ファレンスカウンタ１２は例えば富士通社製のＭＢ１５
１１のＩＣの様にプリスケーラ内蔵ＰＬＬ周波数シンセ
サイザＩＣとして市販されているものが多い。またスプ
リアス低減のために複数箇所にタンク回路を挿入しなく
ても良い利点がある。しかし、電源投入時などの高速ロ
ックアップとＦＭ変調の保証を目的として、ループフィ
ルター回路４０はループフィルター切り替え方式である
ため、部品点数の増大を招き、小形化・低コスト化の障
害となっている。
【００１５】そこで、上記問題点に鑑み、本発明の第１
の課題は、ワイヤレス・マイクロホンに振動等やフィー
ドバック等が生じても可聴周波数領域の大きなノイズ発
生に結び付かず、しかも耐振対策・シールド対策を軽減
できるワイヤレス・マイクロホン用ＵＨＦ帯搬送波ＦＭ
送信機を提供することにある。
の課題は、ワイヤレス・マイクロホンに振動等やフィー
ドバック等が生じても可聴周波数領域の大きなノイズ発
生に結び付かず、しかも耐振対策・シールド対策を軽減
できるワイヤレス・マイクロホン用ＵＨＦ帯搬送波ＦＭ
送信機を提供することにある。
【００１６】また、本発明の第２の課題は、ループフィ
ルター切り替え方式を無くして個別部品の点数削減によ
り小形化・低コスト化を実現できるワイヤレス・マイク
ロホン用ＵＨＦ帯搬送波ＦＭ送信機を提供することにあ
る。
ルター切り替え方式を無くして個別部品の点数削減によ
り小形化・低コスト化を実現できるワイヤレス・マイク
ロホン用ＵＨＦ帯搬送波ＦＭ送信機を提供することにあ
る。
【００１７】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、本発明の講じた手段は、ＰＬＬ回路の電圧制御発振
器に変調信号入力でＦＭ変調を掛けるのではなく、ＰＬ
Ｌ回路のアナログ位相比較器に入力する基準信号をＦＭ
変調波としたところにある。
め、本発明の講じた手段は、ＰＬＬ回路の電圧制御発振
器に変調信号入力でＦＭ変調を掛けるのではなく、ＰＬ
Ｌ回路のアナログ位相比較器に入力する基準信号をＦＭ
変調波としたところにある。
【００１８】即ち、本発明に係るワイヤレス・マイクロ
ホン用ＵＨＦ帯搬送波ＦＭ送信機は、水晶発振回路の発
振周波数を音響信号の変調信号入力でＦＭ変調する電圧
制御水晶発振式変調回路（ＶＣＸＯ）を有し、ＰＬＬ回
路のアナログ位相比較器に入力すべき基準信号として上
記電圧制御水晶発振式変調器から得られるＦＭ変調信号
を利用しており、上記ＰＬＬ回路のループ・フィルター
の高域側カットオフ周波数を最高可聴周波数以上として
成ることを特徴とする。
ホン用ＵＨＦ帯搬送波ＦＭ送信機は、水晶発振回路の発
振周波数を音響信号の変調信号入力でＦＭ変調する電圧
制御水晶発振式変調回路（ＶＣＸＯ）を有し、ＰＬＬ回
路のアナログ位相比較器に入力すべき基準信号として上
記電圧制御水晶発振式変調器から得られるＦＭ変調信号
を利用しており、上記ＰＬＬ回路のループ・フィルター
の高域側カットオフ周波数を最高可聴周波数以上として
成ることを特徴とする。
【００１９】かかる構成において、送信周波数がＵＨＦ
帯域とすると、基準周波数を10ＭＨｚ程度に高めること
ができるが、ＰＬＬ回路のループ・フィルターの時定数
（カットオフ周波数）は100 ＫＨｚ程度の高域周波数で
良くなるので、最高可聴周波数（約20ＫＨｚ）よりも高
い周波数を選ぶことができる。このため、振動・フィー
ドバック等によりロックアップが乱れても、ループ・フ
ィルターの積分出力は高い周波数の非可聴周波数で推移
しているので、可聴ノイズの発生として顕在化すること
はない。なお、高速の（時定数の小さい）ループ・フィ
ルターを用いた場合、一般に、低域側で振幅特性の膨れ
上がりが起こるものの、アナログ位相比較器の出力は高
域周波数帯であるため、その振幅特性の膨れ上がりから
外れて問題とはならない。
帯域とすると、基準周波数を10ＭＨｚ程度に高めること
ができるが、ＰＬＬ回路のループ・フィルターの時定数
（カットオフ周波数）は100 ＫＨｚ程度の高域周波数で
良くなるので、最高可聴周波数（約20ＫＨｚ）よりも高
い周波数を選ぶことができる。このため、振動・フィー
ドバック等によりロックアップが乱れても、ループ・フ
ィルターの積分出力は高い周波数の非可聴周波数で推移
しているので、可聴ノイズの発生として顕在化すること
はない。なお、高速の（時定数の小さい）ループ・フィ
ルターを用いた場合、一般に、低域側で振幅特性の膨れ
上がりが起こるものの、アナログ位相比較器の出力は高
域周波数帯であるため、その振幅特性の膨れ上がりから
外れて問題とはならない。
【００２０】また、既に、ＰＬＬ回路のＶＣＯに変調を
掛けるのではなく、ＶＣＸＯからのＦＭ変調波がＰＬＬ
回路のアナログ位相比較器に入力されているため、ルー
プ・フィルターの時定数を大きくせずともＦＭ変調が保
証されていると共に、ループ・フィルターの時定数を小
さくできるため、電源投入時などの高速ロックアップも
保証されている。ループフィルター切り替え方式を採用
せずに済むため、その分、個別部品の点数削減に寄与す
る。デジタル位相比較器ではなく、アナログ位相比較器
が用いられているため、チャージポンプ回路等も不要化
できる。更に、前述したように、振動・フィードバック
等が可聴周波数ノイズに変換されないため、電圧制御発
振器（ＶＣＯ）等のシールド対策や耐振対策を軽減でき
る。従って、従前のＰＬＬ方式の送信機に比し、小形化
・低コスト化を実現できる。
掛けるのではなく、ＶＣＸＯからのＦＭ変調波がＰＬＬ
回路のアナログ位相比較器に入力されているため、ルー
プ・フィルターの時定数を大きくせずともＦＭ変調が保
証されていると共に、ループ・フィルターの時定数を小
さくできるため、電源投入時などの高速ロックアップも
保証されている。ループフィルター切り替え方式を採用
せずに済むため、その分、個別部品の点数削減に寄与す
る。デジタル位相比較器ではなく、アナログ位相比較器
が用いられているため、チャージポンプ回路等も不要化
できる。更に、前述したように、振動・フィードバック
等が可聴周波数ノイズに変換されないため、電圧制御発
振器（ＶＣＯ）等のシールド対策や耐振対策を軽減でき
る。従って、従前のＰＬＬ方式の送信機に比し、小形化
・低コスト化を実現できる。
【００２１】ループ・フィルターの高域側カットオフ周
波数としては約100 ＫＨｚ〜約１ＭＨｚの範囲に設定す
ることが好ましい。高域側カットオフ周波数が最高可聴
周波数（約20ＫＨｚ）〜数十ＫＨｚでは、可聴周波数ノ
イズの除去が不完全だからである。また高域側カットオ
フ周波数が約１ＭＨｚを超える場合は、送信周波数の高
域側がＵＨＦ帯を超える虞れがあり、各国電波法規上の
問題を生じる。
波数としては約100 ＫＨｚ〜約１ＭＨｚの範囲に設定す
ることが好ましい。高域側カットオフ周波数が最高可聴
周波数（約20ＫＨｚ）〜数十ＫＨｚでは、可聴周波数ノ
イズの除去が不完全だからである。また高域側カットオ
フ周波数が約１ＭＨｚを超える場合は、送信周波数の高
域側がＵＨＦ帯を超える虞れがあり、各国電波法規上の
問題を生じる。
【００２２】電圧制御水晶発振式変調回路が水晶発振回
路の直流バイアス電圧を増減設定して発振周波数を可変
するチャンネル切り替え回路を含む場合は、比較信号側
に周波数シンセサイザ方式の可変分周器を用いる場合に
比し、構成の簡素化を実現できる。
路の直流バイアス電圧を増減設定して発振周波数を可変
するチャンネル切り替え回路を含む場合は、比較信号側
に周波数シンセサイザ方式の可変分周器を用いる場合に
比し、構成の簡素化を実現できる。
【００２３】例えば、上記のチャンネル切り替え回路と
しては、電源電圧を直流分圧する複数の可変抵抗器と、
各直流分圧を上記直流バイアス電圧として切り替え供給
する多点切り替えスイッチとを有する構成を採用でき
る。
しては、電源電圧を直流分圧する複数の可変抵抗器と、
各直流分圧を上記直流バイアス電圧として切り替え供給
する多点切り替えスイッチとを有する構成を採用でき
る。
【００２４】なお、ＶＣＸＯから出力されるＦＭ変調信
号を周波数分周する基準分周器（固定分周器又は可変分
周器）を設け、その分周出力を基準信号として利用する
ようにしても良い。
号を周波数分周する基準分周器（固定分周器又は可変分
周器）を設け、その分周出力を基準信号として利用する
ようにしても良い。
【００２５】
【発明の実施の形態】次に、本発明の実施形態を添付図
面に基づいて説明する。
面に基づいて説明する。
【００２６】図１は本発明に係るワイヤレス・マイクロ
ホン用ＵＨＦ帯搬送波ＦＭ送信機の一実施形態を示すブ
ロック図である。
ホン用ＵＨＦ帯搬送波ＦＭ送信機の一実施形態を示すブ
ロック図である。
【００２７】本例のＦＭ送信機は、音響波（可聴周波数
10Ｈｚ〜20ＫＨｚの変調信号入力）ＡＦで水晶振動子Ｘ
３（基本周波数：12.5ＭＨｚ）の負荷容量を変化させて
電圧制御発振によりＦＭ変調を行なう電圧制御水晶発振
式変調器（ＶＣＸＯ）５０と、そのＦＭ変調波ｖr を基
準信号として入力されるアナログ位相比較器６１を持つ
ＰＬＬ回路６０と、ＰＬＬ回路６０の緩衝増幅器（Buff
er）６４の出力波を電力増幅して送信電力（10ｍＷ）を
作り出す高周波増幅器７１と、出力波に適合したバンド
パスフィルタ７２と、筐体内アンテナ７３とを備えて成
る。
10Ｈｚ〜20ＫＨｚの変調信号入力）ＡＦで水晶振動子Ｘ
３（基本周波数：12.5ＭＨｚ）の負荷容量を変化させて
電圧制御発振によりＦＭ変調を行なう電圧制御水晶発振
式変調器（ＶＣＸＯ）５０と、そのＦＭ変調波ｖr を基
準信号として入力されるアナログ位相比較器６１を持つ
ＰＬＬ回路６０と、ＰＬＬ回路６０の緩衝増幅器（Buff
er）６４の出力波を電力増幅して送信電力（10ｍＷ）を
作り出す高周波増幅器７１と、出力波に適合したバンド
パスフィルタ７２と、筐体内アンテナ７３とを備えて成
る。
【００２８】本例のＰＬＬ回路６０は、ＶＣＸＯから入
力する基準信号ｖr と比較分周器６５から入力する比較
信号ｖc との位相を比較してその位相差に応じた位相差
信号を出すアナログ位相比較器６１と、その位相差信号
を積分するループ・フィルター（低域通過フィルターＬ
ＰＦ）６２と、フィルター出力電圧で出力波ｖ0 の発振
周波数ｆ0 を制御する電圧制御発振器（ＶＣＯ）６３
と、電圧制御発振器６３と疎結合させて次段後の影響が
電圧制御発振器６３に帰還しないようにする緩衝増幅器
（Buffer）６４と、出力波ｖ0 （800 ＭＨｚ帯）の発振
周波数ｆ0 を分周比１／６４で周波数分周する比較分周
器６５とから成る。勿論、比較分周器６５は固定分周器
に限らず、多チャンネル化のため、マイクロコンピュー
タや可変分周器を用いてデュアル・モジュラス・プリス
ケーラ方式等の周波数シンセサイザを構成したものでも
良い。
力する基準信号ｖr と比較分周器６５から入力する比較
信号ｖc との位相を比較してその位相差に応じた位相差
信号を出すアナログ位相比較器６１と、その位相差信号
を積分するループ・フィルター（低域通過フィルターＬ
ＰＦ）６２と、フィルター出力電圧で出力波ｖ0 の発振
周波数ｆ0 を制御する電圧制御発振器（ＶＣＯ）６３
と、電圧制御発振器６３と疎結合させて次段後の影響が
電圧制御発振器６３に帰還しないようにする緩衝増幅器
（Buffer）６４と、出力波ｖ0 （800 ＭＨｚ帯）の発振
周波数ｆ0 を分周比１／６４で周波数分周する比較分周
器６５とから成る。勿論、比較分周器６５は固定分周器
に限らず、多チャンネル化のため、マイクロコンピュー
タや可変分周器を用いてデュアル・モジュラス・プリス
ケーラ方式等の周波数シンセサイザを構成したものでも
良い。
【００２９】なお、12.5ＭＨｚの水晶発振子に±500 Ｈ
ｚで変調した場合、そのＦＭ変調波は６４逓倍されるた
め、搬送周波数800 ＭＨｚ帯では32ＫＨｚのディビエー
ションを得ることができる。
ｚで変調した場合、そのＦＭ変調波は６４逓倍されるた
め、搬送周波数800 ＭＨｚ帯では32ＫＨｚのディビエー
ションを得ることができる。
【００３０】本例では、アナログ位相比較器６１に入力
される基準周波数ｆr は12.5ＭＨｚで高速位相比較を行
うようになっている。このため、ループ・フィルター６
２の時定数（カットオフ周波数）は100 ＫＨｚ程度の高
域周波数とすることができることから、最高可聴周波数
20ＫＨｚよりも遙かに高い周波数の選定が可能となる。
このため、振動・フィードバック等によりロックアップ
が乱れて瞬間的に位相同期過程に戻っても、ループ・フ
ィルター６２の積分出力は100 ＫＨｚ〜１ＭＨｚ程度の
非可聴周波数で推移しているので、それに伴う可聴ノイ
ズの発生は起こり難い。
される基準周波数ｆr は12.5ＭＨｚで高速位相比較を行
うようになっている。このため、ループ・フィルター６
２の時定数（カットオフ周波数）は100 ＫＨｚ程度の高
域周波数とすることができることから、最高可聴周波数
20ＫＨｚよりも遙かに高い周波数の選定が可能となる。
このため、振動・フィードバック等によりロックアップ
が乱れて瞬間的に位相同期過程に戻っても、ループ・フ
ィルター６２の積分出力は100 ＫＨｚ〜１ＭＨｚ程度の
非可聴周波数で推移しているので、それに伴う可聴ノイ
ズの発生は起こり難い。
【００３１】更に、ＶＣＸＯからのＦＭ変調波が位相比
較器６１に入力されており、変調信号入力がＶＣＯに加
わっていないため、ＦＭ変調が保証されていると共に、
ループフィルターの時定数を小さくできるため、電源投
入時などの高速ロックアップも保証されている。そし
て、図４に示すＰＬＬ回路の如きループフィルター切り
替え方式の採用が不要となっており、またアナログ位相
比較器が用いられているため、チャージポンプ回路等も
不要化できるので、個別部品の点数削減に寄与し、小形
化・低コスト化を実現できる。これに加え、シールド対
策や耐振対策を軽減できることから、一層のこと小形化
・低コスト化が実現する。
較器６１に入力されており、変調信号入力がＶＣＯに加
わっていないため、ＦＭ変調が保証されていると共に、
ループフィルターの時定数を小さくできるため、電源投
入時などの高速ロックアップも保証されている。そし
て、図４に示すＰＬＬ回路の如きループフィルター切り
替え方式の採用が不要となっており、またアナログ位相
比較器が用いられているため、チャージポンプ回路等も
不要化できるので、個別部品の点数削減に寄与し、小形
化・低コスト化を実現できる。これに加え、シールド対
策や耐振対策を軽減できることから、一層のこと小形化
・低コスト化が実現する。
【００３２】一般に、比較周波数ｆc を高い周波数に設
定すると、キャリア純度が悪く、隣接チャンネル漏洩電
力が抑圧できないが、本例におけるアナログ位相比較器
ＰＣは、デジタル位相比較器と比べて信号をロックでき
る範囲（ロックイン・レンジ）は狭いものの、位相比較
後の出力波形にデジタル型の様な急峻なパルス波形を含
まないため、後段のループ・フィルター６２の簡素化が
でき、高Ｃ／Ｎ比を得ることに役立つ。
定すると、キャリア純度が悪く、隣接チャンネル漏洩電
力が抑圧できないが、本例におけるアナログ位相比較器
ＰＣは、デジタル位相比較器と比べて信号をロックでき
る範囲（ロックイン・レンジ）は狭いものの、位相比較
後の出力波形にデジタル型の様な急峻なパルス波形を含
まないため、後段のループ・フィルター６２の簡素化が
でき、高Ｃ／Ｎ比を得ることに役立つ。
【００３３】
【実施例】図２は図１に示す発明の実施形態に基づく実
施例を示す回路図である。
施例を示す回路図である。
【００３４】電圧制御水晶発振式変調器（ＶＣＸＯ）
は、主に、共振周波数12.5ＭＨｚの水晶振動子Ｘ３，伸
長コイルＬ10, バリキャップ（可変容量ダイオード）Ｄ
２，ＩＣ１（フィリップス社製ＮＥ６０２ＡＤ）の中の
発振回路，直流バイアス電圧ＶB を得るチャネル切り替
え回路５１，及び直流を除去し音声信号たる変調信号入
力ＡＦを通すコンデンサＣ18から成る。Ｒ20, 抵抗Ｒ35
は抵抗、Ｃ47, Ｃ48, Ｃ50はコンデンサである。
は、主に、共振周波数12.5ＭＨｚの水晶振動子Ｘ３，伸
長コイルＬ10, バリキャップ（可変容量ダイオード）Ｄ
２，ＩＣ１（フィリップス社製ＮＥ６０２ＡＤ）の中の
発振回路，直流バイアス電圧ＶB を得るチャネル切り替
え回路５１，及び直流を除去し音声信号たる変調信号入
力ＡＦを通すコンデンサＣ18から成る。Ｒ20, 抵抗Ｒ35
は抵抗、Ｃ47, Ｃ48, Ｃ50はコンデンサである。
【００３５】ＩＣ１の６番ピンと７番ピンの間に構成す
る水晶発振回路にバリキャップＤ２を挿入してＦＭ変調
回路が形成されている。変調信号入力ＡＦは水晶振動子
Ｘ３と直列に接続されたバリキャップＤ２のカソード側
に印加され、水晶振動子Ｘ３の負荷容量を可変し、水晶
振動子Ｘ３の共振周波数にＦＭ変調を掛ける。
る水晶発振回路にバリキャップＤ２を挿入してＦＭ変調
回路が形成されている。変調信号入力ＡＦは水晶振動子
Ｘ３と直列に接続されたバリキャップＤ２のカソード側
に印加され、水晶振動子Ｘ３の負荷容量を可変し、水晶
振動子Ｘ３の共振周波数にＦＭ変調を掛ける。
【００３６】チャネル切り替え用回路は、電源電圧ＶCC
を直流分圧する並列接続された複数の可変抵抗器ＶＲ1
〜ＶＲn と、各摺動接点の分圧出力に直列接続した電流
制限抵抗ｒ1 〜ｒn と、各直流分圧を直流バイアス電圧
ＶB として水晶発振回路に切り替え供給する多点切り替
えスイッチＳＷとから成る。チャネル切り替えの際に
は、多点切り替えスイッチＳＷを操作していずれか１つ
の可変抵抗器ＶＲ1 〜ＶＲn を選択し、直流バイアス電
圧ＶB を変化させて発振周波数を可変する。可変抵抗器
ＶＲ1 〜ＶＲn は周波数微調整用である。
を直流分圧する並列接続された複数の可変抵抗器ＶＲ1
〜ＶＲn と、各摺動接点の分圧出力に直列接続した電流
制限抵抗ｒ1 〜ｒn と、各直流分圧を直流バイアス電圧
ＶB として水晶発振回路に切り替え供給する多点切り替
えスイッチＳＷとから成る。チャネル切り替えの際に
は、多点切り替えスイッチＳＷを操作していずれか１つ
の可変抵抗器ＶＲ1 〜ＶＲn を選択し、直流バイアス電
圧ＶB を変化させて発振周波数を可変する。可変抵抗器
ＶＲ1 〜ＶＲn は周波数微調整用である。
【００３７】ＰＬＬのアナログ位相比較器ＰＣは主に上
記ＩＣ１から成り、このＩＣ１内にはダブルバランスド
ミキサ（乗算器）を中核とし、前述したように基準信号
（ＦＭ変調波）側に属する発振回路と、１番ピンを入力
とし比較信号側に属する差動増幅器が内蔵されている。
このＩＣ１の４番ピンと５番ピンから正相と逆相の差動
出力が出力される。
記ＩＣ１から成り、このＩＣ１内にはダブルバランスド
ミキサ（乗算器）を中核とし、前述したように基準信号
（ＦＭ変調波）側に属する発振回路と、１番ピンを入力
とし比較信号側に属する差動増幅器が内蔵されている。
このＩＣ１の４番ピンと５番ピンから正相と逆相の差動
出力が出力される。
【００３８】ループ・フィルター（ＬＰＦ）は、抵抗Ｒ
31, Ｒ32, Ｒ33, Ｒ34, Ｒ36, Ｒ40と、コンデンサＣ4
4, Ｃ45, Ｃ46，Ｃ49とで構成され、ラグ・フィルター
とラグリート・フィルターとの組み合わせである。ここ
で、本例のループ・フィルターの高域側カットオフ周波
数は約650 ＫＨｚとなっている。
31, Ｒ32, Ｒ33, Ｒ34, Ｒ36, Ｒ40と、コンデンサＣ4
4, Ｃ45, Ｃ46，Ｃ49とで構成され、ラグ・フィルター
とラグリート・フィルターとの組み合わせである。ここ
で、本例のループ・フィルターの高域側カットオフ周波
数は約650 ＫＨｚとなっている。
【００３９】ＰＬＬの電圧制御発振器ＶＣＯは、主にバ
リキャップＤ３，誘電体素子Ｌ４，トランジスタＱ２か
ら成る。ＩＣ１の４番ピンからの出力は比較的高速な時
定数で積分されてバリキャップＤ３のカソードに印加
し、ＩＣ１の５番ピンからの出力は大きな時定数で積分
されて抵抗32でＧＮＤ電位にオフセットを掛け、バリキ
ャップＤ３のアノードに印加する。バリキャップＤ３の
アノードはコンデンサＣ44で交流的にＧＮＤ電位に接地
し、バリキャップＤ３のカソードは小容量のコンデンサ
Ｃ43で誘電体素子Ｌ４のホット側に接続される。ＰＬＬ
の電圧制御発振器ＶＣＯは、基本的には、バリキャップ
Ｄ３の内部容量、コンデンサＣ43、誘電体素子Ｌ４のイ
ンダクタ、コンデンサＣ22, Ｃ23、トランジスタＱ２の
内部容量から構成される共振周波数で800 ＭＨｚ帯の発
振周波数が決定される。誘電体素子Ｕは発振用共振器に
は誘電体素子Ｌ４が使用されており、Ｃ／Ｎ比の向上に
寄与する。なお、Ｒ21, Ｒ22, Ｒ25は抵抗、Ｃ24, Ｃ2
5, Ｃ26, Ｃ27はコンデンサである。
リキャップＤ３，誘電体素子Ｌ４，トランジスタＱ２か
ら成る。ＩＣ１の４番ピンからの出力は比較的高速な時
定数で積分されてバリキャップＤ３のカソードに印加
し、ＩＣ１の５番ピンからの出力は大きな時定数で積分
されて抵抗32でＧＮＤ電位にオフセットを掛け、バリキ
ャップＤ３のアノードに印加する。バリキャップＤ３の
アノードはコンデンサＣ44で交流的にＧＮＤ電位に接地
し、バリキャップＤ３のカソードは小容量のコンデンサ
Ｃ43で誘電体素子Ｌ４のホット側に接続される。ＰＬＬ
の電圧制御発振器ＶＣＯは、基本的には、バリキャップ
Ｄ３の内部容量、コンデンサＣ43、誘電体素子Ｌ４のイ
ンダクタ、コンデンサＣ22, Ｃ23、トランジスタＱ２の
内部容量から構成される共振周波数で800 ＭＨｚ帯の発
振周波数が決定される。誘電体素子Ｕは発振用共振器に
は誘電体素子Ｌ４が使用されており、Ｃ／Ｎ比の向上に
寄与する。なお、Ｒ21, Ｒ22, Ｒ25は抵抗、Ｃ24, Ｃ2
5, Ｃ26, Ｃ27はコンデンサである。
【００４０】緩衝増幅器６４は、トランジスタＱ３、抵
抗Ｒ66, Ｒ23, Ｒ29、コンデンサＣ28, Ｃ42、インダク
タＬ５から構成されている。
抗Ｒ66, Ｒ23, Ｒ29、コンデンサＣ28, Ｃ42、インダク
タＬ５から構成されている。
【００４１】高周波増幅器７１は、トランジスタＱ４、
抵抗Ｒ26, Ｒ27, Ｒ28、コンデンサＣ29, Ｃ30, Ｃ39、
インダクタＬ11から構成されている。
抵抗Ｒ26, Ｒ27, Ｒ28、コンデンサＣ29, Ｃ30, Ｃ39、
インダクタＬ11から構成されている。
【００４２】バンドパスフィルター７２は、800 ＭＨｚ
帯以外の周波数を減衰させると共にアンアテ７３とのイ
ンピーダンスマッチングを取るための回路であり、コン
デンサＣ31, Ｃ34, Ｃ36, Ｃ37, Ｃ38, Ｃ68, Ｃ69、イ
ンダクタＬ７，Ｌ８，Ｌ９から構成されている。
帯以外の周波数を減衰させると共にアンアテ７３とのイ
ンピーダンスマッチングを取るための回路であり、コン
デンサＣ31, Ｃ34, Ｃ36, Ｃ37, Ｃ38, Ｃ68, Ｃ69、イ
ンダクタＬ７，Ｌ８，Ｌ９から構成されている。
【００４３】比較分周器６５は、ＩＣ２（富士通社製Ｍ
Ｂ５０１）を有しており、トランジスタＱ３のコレクタ
出力をコンデンサＣ29, Ｃ40を経由させて抵抗Ｒ39, Ｒ
38で分圧した800 ＭＨｚ電力はＩＣ２の１番ピンに入力
されている。ＩＣ２は分周比１／６４で800 ＭＨｚ帯を
周波数分周し、４番ピンから12.5ＭＨｚ帯の比較信号を
位相比較器ＰＣへ送り出す。なお、Ｒ37, Ｒ41は抵抗、
Ｃ55, Ｃ56, Ｃ57, Ｃ57, Ｃ58はコンデンサである。
Ｂ５０１）を有しており、トランジスタＱ３のコレクタ
出力をコンデンサＣ29, Ｃ40を経由させて抵抗Ｒ39, Ｒ
38で分圧した800 ＭＨｚ電力はＩＣ２の１番ピンに入力
されている。ＩＣ２は分周比１／６４で800 ＭＨｚ帯を
周波数分周し、４番ピンから12.5ＭＨｚ帯の比較信号を
位相比較器ＰＣへ送り出す。なお、Ｒ37, Ｒ41は抵抗、
Ｃ55, Ｃ56, Ｃ57, Ｃ57, Ｃ58はコンデンサである。
【００４４】
【発明の効果】以上説明したように、本発明に係るワイ
ヤレス・マイクロホン用ＵＨＦ帯搬送波ＦＭ送信機は、
ＰＬＬ回路の電圧制御発振器に変調信号入力でＦＭ変調
を掛けるのではなく、ＰＬＬ回路のアナログ位相比較器
に入力する基準信号をＦＭ変調波とした点と、ループ・
フィルターの高域側カットオフ周波数を最高可聴周波数
以上とした点を特徴としていることから、次の効果を奏
する。
ヤレス・マイクロホン用ＵＨＦ帯搬送波ＦＭ送信機は、
ＰＬＬ回路の電圧制御発振器に変調信号入力でＦＭ変調
を掛けるのではなく、ＰＬＬ回路のアナログ位相比較器
に入力する基準信号をＦＭ変調波とした点と、ループ・
フィルターの高域側カットオフ周波数を最高可聴周波数
以上とした点を特徴としていることから、次の効果を奏
する。
【００４５】 ワイアレス・マイクロホンは振動・フ
ィードバック等により非常にロックアップが乱れ易いも
のの、高速で位相比較し、ループ・フィルターの積分出
力は非可聴周波数で推移しているので、可聴ノイズの発
生を招かない。従って、ワイアレス・マイクロホンに適
した高性能のＦＭ送信機を提供できる。またシールド対
策や耐振対策を軽減できることから、低コスト化を実現
できる。
ィードバック等により非常にロックアップが乱れ易いも
のの、高速で位相比較し、ループ・フィルターの積分出
力は非可聴周波数で推移しているので、可聴ノイズの発
生を招かない。従って、ワイアレス・マイクロホンに適
した高性能のＦＭ送信機を提供できる。またシールド対
策や耐振対策を軽減できることから、低コスト化を実現
できる。
【００４６】ＰＬＬ回路の最終段のＶＣＯに変調を掛け
るのではなく、ＶＣＸＯからのＦＭ変調波がＰＬＬ回路
の位相比較器に入力されているため、ループ・フィルタ
ーの時定数を大きくせずともＦＭ変調が保証されている
と共に、ループ・フィルターの時定数を小さくできるた
め、電源投入時等の高速ロックアップも保証されてい
る。このため、ループフィルター切り替え方式を採用せ
ずに済むので、その分、個別部品の点数削減に寄与す
る。更に、デジタル位相比較器ではなく、アナログ位相
比較器が用いられているため、チャージポンプ回路等の
不要化やループフィルターの簡素化も実現できる。加え
て、シールド対策や耐振対策の軽減により、従前のＰＬ
Ｌ方式送信機に比し、小形化・低コスト化を達成でき
る。
るのではなく、ＶＣＸＯからのＦＭ変調波がＰＬＬ回路
の位相比較器に入力されているため、ループ・フィルタ
ーの時定数を大きくせずともＦＭ変調が保証されている
と共に、ループ・フィルターの時定数を小さくできるた
め、電源投入時等の高速ロックアップも保証されてい
る。このため、ループフィルター切り替え方式を採用せ
ずに済むので、その分、個別部品の点数削減に寄与す
る。更に、デジタル位相比較器ではなく、アナログ位相
比較器が用いられているため、チャージポンプ回路等の
不要化やループフィルターの簡素化も実現できる。加え
て、シールド対策や耐振対策の軽減により、従前のＰＬ
Ｌ方式送信機に比し、小形化・低コスト化を達成でき
る。
【００４７】 ループ・フィルターの高域側カットオ
フ周波数が100 ＫＨｚ〜１ＭＨｚの範囲に設定されてい
る場合、振動・フィードバックによる可聴ノイズの発生
を略完全に抑えることができる。
フ周波数が100 ＫＨｚ〜１ＭＨｚの範囲に設定されてい
る場合、振動・フィードバックによる可聴ノイズの発生
を略完全に抑えることができる。
【００４８】 電圧制御水晶発振式変調回路が水晶発
振回路の直流バイアス電圧を増減設定して発振周波数を
可変するチャンネル切り替え回路を含む場合は、比較信
号側に周波数シンセサイザ方式の可変分周器を用いる場
合に比し、回路構成の簡素化を実現でき、低コスト化を
実現できる。
振回路の直流バイアス電圧を増減設定して発振周波数を
可変するチャンネル切り替え回路を含む場合は、比較信
号側に周波数シンセサイザ方式の可変分周器を用いる場
合に比し、回路構成の簡素化を実現でき、低コスト化を
実現できる。
【図１】本発明に係るワイヤレス・マイクロホン用ＵＨ
Ｆ帯搬送波ＦＭ送信機の一実施形態を示すブロック図で
ある。
Ｆ帯搬送波ＦＭ送信機の一実施形態を示すブロック図で
ある。
【図２】図１に示す実施形態に基づく実施例を示す回路
図である。
図である。
【図３】従来の水晶発振逓倍方式を採用した音響用ワイ
ヤレス・マイクロホン送信機を示すブロック図である。
ヤレス・マイクロホン送信機を示すブロック図である。
【図４】従来のＰＬＬ周波数シンセサイザ方式を採用し
た音響用ワイヤレス・マイクロホン送信機を示すブロッ
ク図である。
た音響用ワイヤレス・マイクロホン送信機を示すブロッ
ク図である。
１…変調・発振・３逓倍回路 ２…３逓倍回路 ３…４逓倍回路 ４…高周波増幅器 ＦＬ１，２４，７２…バンドパス・フィルター ５，２５，７３…筐体内アンテナ Ｘ１，Ｘ２，Ｘ３…水晶発振子 １０…基準発振器 １１…マイクロプロセッサ １２…リファレンスカウンタ（可変基準分周器） ２０…ＰＬＬ回路 ２１，６３…電圧制御発振器（ＶＣＯ） ２２，６４…緩衝増幅器 ２３，７１…高周波増幅器 ２６…デジタル位相比較器 ３０…可変比較分周器 ３１…プリスケーラー ３２…プログラムカウンタ ４０，６０…ループ・フィルター回路 ４１…第１の低域通過フィルター ４２…第２の低域通過フィルター ５０…電圧制御水晶発振式変調器（ＶＣＸＯ） ５１…チャンネル切り替え回路 ６１…アナログ位相比較器 ６２…ループ・フィルター（低域通過フィルター） ６５…比較分周器 ＶＲ1 〜ＶＲn …周波数調整用可変抵抗器 ｒ1 〜ｒn …電流制限抵抗 ＳＷ…多点切り替えスイッチ。
Claims (5)
- 【請求項１】 ＰＬＬ方式を採用したワイヤレス・マイ
クロホン用ＵＨＦ帯搬送波ＦＭ送信機において、水晶発
振回路の発振周波数を音響信号の変調信号入力でＦＭ変
調する電圧制御水晶発振式変調回路を有し、ＰＬＬ回路
のアナログ位相比較器に入力すべき基準信号として前記
電圧制御水晶発振式変調器から得られるＦＭ変調信号を
利用しており、前記ＰＬＬ回路のループ・フィルターの
高域側カットオフ周波数を最高可聴周波数以上として成
ることを特徴とするワイヤレス・マイクロホン用ＵＨＦ
帯搬送波ＦＭ送信機。 - 【請求項２】 請求項１において、前記ループ・フィル
ターの高域側カットオフ周波数は100 ＫＨｚ〜１ＭＨｚ
の範囲に属することを特徴とするワイヤレス・マイクロ
ホン用ＵＨＦ帯搬送波ＦＭ送信機。 - 【請求項３】 請求項１又は請求項２において、前記電
圧制御水晶発振式変調回路は前記水晶発振回路の直流バ
イアス電圧を増減設定して前記発振周波数を可変するチ
ャンネル切り替え回路を有して成ることを特徴とするワ
イヤレス・マイクロホン用ＵＨＦ帯搬送波ＦＭ送信機。 - 【請求項４】 請求項３において、前記チャンネル切り
替え回路は、電源電圧を直流分圧する複数の可変抵抗器
と、各直流分圧を前記直流バイアス電圧として切り替え
供給する多点切り替えスイッチとを有して成ることを特
徴とするワイヤレス・マイクロホン用ＵＨＦ帯搬送波Ｆ
Ｍ送信機。 - 【請求項５】 請求項１乃至請求項４のいずれか一項に
おいて、前記電圧制御水晶発振式変調回路から出力され
る前記ＦＭ変調信号を周波数分周する基準分周器を有し
ており、この分周出力を前記基準信号として利用して成
ることを特徴とするワイヤレス・マイクロホン用ＵＨＦ
帯搬送波ＦＭ送信機。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9260245A JPH1198033A (ja) | 1997-09-25 | 1997-09-25 | ワイヤレス・マイクロホン用ｕｈｆ帯搬送波ｆｍ送信機 |
| EP98117509A EP0905912A3 (en) | 1997-09-25 | 1998-09-22 | Wireless microphone with UHF band FM transmitter |
| US09/159,393 US6246864B1 (en) | 1997-09-25 | 1998-09-23 | Wireless microphone use UHF band carrier FM transmitter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9260245A JPH1198033A (ja) | 1997-09-25 | 1997-09-25 | ワイヤレス・マイクロホン用ｕｈｆ帯搬送波ｆｍ送信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1198033A true JPH1198033A (ja) | 1999-04-09 |
Family
ID=17345377
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9260245A Pending JPH1198033A (ja) | 1997-09-25 | 1997-09-25 | ワイヤレス・マイクロホン用ｕｈｆ帯搬送波ｆｍ送信機 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6246864B1 (ja) |
| EP (1) | EP0905912A3 (ja) |
| JP (1) | JPH1198033A (ja) |
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| CN113644912B (zh) | 2021-07-27 | 2024-04-16 | 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 | 锁相环电路及其控制方法 |
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1998
- 1998-09-22 EP EP98117509A patent/EP0905912A3/en not_active Withdrawn
- 1998-09-23 US US09/159,393 patent/US6246864B1/en not_active Expired - Fee Related
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