JPS6227575B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

本発明は、アンテナからの受信入力を低周波信
号に変換する超再生方式フロントエンドと、前記
超再生方式フロントエンドの出力を増巾しバンド
パスフイルタを通して得た信号を直流電圧に変換
する信号レベル判別回路と、前記信号レベル判別
回路の出力を表示する表示器とを具備し、前記超
再生方式フロントエンドに設けたクエンチング発
振回路のトランジスタのベースバイアス電圧を基
準電圧と比較し、前記ベースバイアス電圧に応じ
た出力を出す感度低下防止回路の出力により超再
生制御回路を介して前記クエンチング発振回路の
トランジスタのベースバイアス電圧を制御する如
くして成ることを特徴とする超再生受信方式に係
るものである。 本発明の目的とするところは、超再生方式フロ
ントエンドのクエンチング発振回路の直流バイア
ス、特にベースバイアス電圧を監視することによ
りインパルスノイズその他によりクエンチング発
振回路のバイアスレベルが誤つたレベルに設定さ
れても速やかにバイアスレベルを正しく設定し、
受信感度を最良に保つことにある。 従来の超再生受信方式は、第１図のように、ア
ンテナ１、超再生方式フロントエンド（以下フロ
ントエンドと略す）２、低周波アンプ３、バンド
パスフイルタ４、信号レベル判別回路５およびブ
ザー等の表示器６により構成されていた。フロン
トエンド２は第２図のように、バツフア用アンプ
７、クエンチング発振回路８およびローパスフイ
ルタ９により構成され、この具体回路は第３図に
示すように構成されている。第４図ａ〜ｃは信号
入力が存在しないときの第３図のＡ〜Ｃ点の電圧
波形図、第５図ａ〜ｃは信号入力が存在するとき
の第３図のＡ〜Ｃ点の電圧波形図である。 ところで、クエンチング発振回路を用いた超再
生検波回路自体は公知であり、従来より一般的に
用いられ使用されてきている。例えば、文献資料
として、実用電子回路ハンドブツク１ 193頁
（CQ出版社 昭和47年発行）、
SUPERREGENERATIVE DETECTION
THEORY（WILLIAM E.BRADLEY
September、1948 ELECTRONICS）、
SUPERREGENERATOR DESIGN（ALAN
HAZELTINE他September、
〓〓〓〓
1948ELECTRONICS）等が挙げられる。超再生
検波回路の原理は上記の文献資料から明確なよう
に、クエンチング周波数に対応した周期にて、強
制的に共振回路を持つ高周波回路の機能をオン、
オフさせることによつて、該高周波同調回路にお
いて、発振と非発振の状態を持続させ、同調回路
のＱを見掛け上、極度に向上させて、高感度を得
るようにしたものである。従来例ないし実施例に
用いている超再生式フロントエンドは、上記文献
資料（実用電子回路ハンドブツク１）の中の公知
の回路を設計上の必要性から変形して用いたもの
であり、超再生回路としての機能は十分有してい
るものである。 ここで、クエンチング発振回路８のクエンチン
グ周波数は、例えば550kHzであり、第３図に示
すＡ点には例えば、搬送波260MHzの10kHz変調
のASK（振幅シフトキーイング）波が入力され
るものであり、また、ローパスフイルタ９の遮断
周波数は例えば20kHzである。第３図のＢ点で
は、上記クエンチング周波数550kHzが検出され
る。 今、アンテナ１にて受信された受信入力は、第
５図ａのようになつており、この信号電圧は第２
図のバツフア用アンプ７で増巾され、第５図ｂの
ような出力を出すクエンチング発振回路８にてク
エンチング出力電圧と混合され、ローパスフイル
タ９により第５図ｃのような低周波出力に変換さ
れる。すなわち、上記の搬送波260MHzの10kHz
変調のASK波の信号入力つまり、高周波信号が
存在するときは、第３図のＡ点の波形は第５図ａ
に示すような波形となり、クエンチングパルスが
トランジスタT₂に印加されて、Ｂ点にはクエン
チング周波数とＡ点の高周波信号との混合出力が
第５図ｂに示すように生じることになる。この
時、第５図ｂに示すように、Ｂ点の波形は、
10kHzの変調成分が非常に微弱なので、波形的に
は第４図ｂに示す高周波信号が存在しないときの
クエンチング波形そのものと、ほとんど同一の波
形となる。従つて、高周波信号が存在するときの
第５図ｂに示すＢ点の波形は、波形的に高周波信
号が存在しないときの第４図ｂに示す波形とほと
んど同じになるものである。そして、Ｂ点に生じ
た混合出力は遮断周波数20kHzのローパスフイル
タ９により、選択的に分離されるため、550kHz
のクエンチング周波数は充分にカツトされ、希望
の10kHzの変調成分を抽出することができるもの
である。この時の出力波形がレベル的に拡大した
第５図ｃのようになるものである。 第３図のＡ点において、高周波信号が存在しな
い時は、本来、ローパスフイルタ９の出力はゼロ
となるはずであるが、実際は、受信機の内部雑音
（熱雑音他）が無視できず、そのランダムな雑音
成分が入力信号の役割を果たし、その雑音成分の
一部がローパスフイルタ９の出力となり、レベル
的に拡大した第４図ｃに示すように、ローパスフ
イルタ９から（Ｃ点）ランダムな雑音成分が出力
されることになる。尚、第４図ｃ及び第５図ｃの
レベルは、第４図ｂ及び第５図ｂのそれよりも拡
大している。 このように、ローパスフイルタ９から低周波信
号が出力され、この低周波信号は低周波アンプ３
で増巾されるが、この出力は実際はノイズを伴つ
ているため、バンドパスフイルタ４によりノイズ
より信号を区別する。このバンドパスフイルタ４
にて選択された信号成分は、信号レベル判別回路
５によりその振巾に対応した直流電圧に変換さ
れ、直流電圧レベルが規定値より大きければ正規
の信号とみなされ、正規の信号であれば表示器６
にて表示される。 つぎに、第３図において、バツフア用アンプ７
はベース接地型同調増巾器で、コイルL₁とコン
デンサC₁とで同調回路を形成し、入力電波の搬
送周波数に共振する。共振出力は結合コンデンサ
C₇によりクエンチング発振回路８内のトランジ
スタT₂のコレクタに接続される。トランジスタ
T₂のコレクタとエミツタ間にコンデンサC₁₀を接
続して正帰還発振回路の発振ループを構成してい
る。このクエンチング発振回路８の発振原理はつ
ぎの通りである。 今、トランジスタT₂がオン状態からオフ状態
への過渡状態にあるものとする。このとき、トラ
ンジスタT₂のコレクタ電位はコンデンサC₆、抵
抗R₅で形成した積分回路により一定の時定数で
上昇していく。このコレクタ電位の変化はコンデ
ンサC₁₀によりトランジスタT₂のエミツタに伝達
される。そして、コレクタ電位がピークに達する
と、いいかえれば発振用コイルL₃に流れる電流
が最小になると、発振用コイルL₃の逆起電力に
〓〓〓〓
よつてトランジスタT₂のベースにはトランジス
タT₂をオンさせる方向にバイアス電圧を生ずる
もので、トランジスタT₂は急速にオンになる。
オン状態になると、発振用コイルL₃によりトラ
ンジスタT₂をオフさせる方向に逆起電力を生じ
てトランジスタT₂はオフになり、コレクタ電位
はコンデンサC₆、抵抗R₅による積分回路により
除々に上昇する。このようにしてトランジスタ
T₂はオン、オフの発振状態を繰返す。このトラ
ンジスタT₂のオン、オフ動作に対応してコンデ
ンサC₉とコイルL₂により構成される同調回路に
過渡電圧、電流を生じる。この状態で、前段のバ
ツフア用アンプ７の共振出力がこの同調回路に入
力され、一種の混合が行なわれる。その結果、生
じた変調信号はローパスフイルタ９により検出さ
れる。この後の動作は前述の通りである。 第６図は従来の超再生方式のフロントエンド２
の他の例のブロツク回路図で、７はバツフア用ア
ンプ、８はクエンチング発振回路、９はローパス
フイルタで、これらは第２図のものと同じであ
る。１０はクエンチング発振停止検出回路で、ク
エンチング発振回路８の発振状態を監視するもの
であり、１２は感度制御回路である。クエンチン
グ発振停止検出回路１０は、第７図のように、ト
ランジスタT₂のエミツタ側にて発振用コイルL₃
を経た発振出力で発振の有無が判断される。発振
出力は第９図ｊに示されている。このクエンチン
グ発振停止検出回路１０はエミツタ接地のトラン
ジスタスイツチング回路で、Ｄ点の出力がトラン
ジスタT₃のスレシホールドレベルを越えるとト
ランジスタT₃のコレクタ出力は低電位となる。
又、Ｄ点の出力がトランジスタT₃のスレシホー
ルドレベルより低い場合はトランジスタT₃の出
力は高電位となる。１１はリセツト優先ポジテイ
ブエツジラツチ回路で、その真理値表はつぎのよ
うになる。

【表】 感度制御回路１２は第８図のように、クロツク
発生回路１３と第１のプリセツトアツプダウンカ
ウンタ（Ｐ―CUN（））１４および第２のプリ
セツトアツプダウンカウンタ（Ｐ―CUN（））
１５と複数の論理ゲートが基本になつて構成され
ている。Ｐ―CUN（）１４のロジツク出力
Q₁，Q₂，Q₃，Q₄に直列に抵抗R₁₁，R₁₂，R₁₃，
R₁₄が接続されていて、各抵抗の他端はトランジ
スタT₂のベースに接続されている。ところで、
トランジスタT₂のベース電位とフロントエンド
２の感度との関係は、第１０図のようになつてい
る。即ち、クエンチング発振停止電位Ｖ_B０より
少し大きい個所に感度の最高点があり、安定性を
考慮してＶ_B１の電位にトランジスタT₂のベース
電位を設定すれば最適な感度設定になる。 感度制御回路１２は、上記の動作を自動的に行
なわしめるもので、以下第９図により順を追つて
説明する。第８図のスイツチSWをオンさせる
と、抵抗R₀とコンデンサC₀で形成した積分回路
において、コンデンサC₀の電位Ｅは第９図ａの
ように徐々に上昇していく。しかし、Ｅ点の電位
がインバータINVのスレシホールドレベルより低
いときは、インバータINVの出力、即ちＦ点の電
位は第９図ｂのように高電位となり、このとき、
Ｐ―CUN（）１４がP₁，P₂，P₃，P₄が高電位
であるので、第９図ｆに示す１５にプリセツトさ
れる。同時に、Ｐ―CUN（）１５はトランジ
スタT₃のコレクタ出力Ｈは、トランジスタT₂が
クエンチング発振していることにより低電位にな
つているので、P₁，P₃，P₄が低電位、P₂が高電位
であるので、２にプリセツトされる。しかし、こ
のときは、クロツク発生回路１３はクロツクパル
スを発生していないので、Ｐ―CUN（）１４
およびＰ―CUN（）１５はいずれもカウント
動作はしない。つぎに、Ｅ点の電位がインバータ
INVのスレシホールドレベルを越えると、Ｆ点の
電位は低電位となり、クロツク発生回路１３はク
ロツクパルスCLを第９図ｄのように発生する。
そして、Ｐ―CUN（）１４はＨ点が低電位で
あるのでダウンカウンタとして作動するが、Ｐ―
CUN（）１５はカウンタ動作しない。Ｐ―
CUN（）１４は最初、１５にプリセツトされ
ているので、Ｐ―CUN（）１４のQ₁，Q₂，
Q₃，Q₄の出力はいずれも第９図ｆ〜ｉのように
〓〓〓〓
高電位で、Q₁，Q₂，Q₃，Q₄に接続されている抵
抗R₁₁，R₁₂，R₁₃，R₁₄は高電位にプルアツプされ
る。即ち、トランジスタT₂のベース電位はＶ_B２
に設定されることになり、Ｐ―CUN（）１４
がダウンカウンタとして作動し始めると、Q₁，
Q₂，Q₃，Q₄の出力もクロツクパルスCLが入るご
とに変化し、それに対応してトランジスタT₂の
ベース電位はＶ_B２→Ｖ_B１→Ｖ_B０となる。トラ
ンジスタT₂のベース電位がＶ_B０になると、Ｄ点
の電位はトランジスタT₂のクエンチング発振回
路８が発振を停止するので低電位となり、Ｈ点の
電位は第９図ｅのように高電位となる。したがつ
て、Ｐ―CUN（）１４はアツプカウンタとし
て作動し、今まで停止していたＰ―CUN（）
１５はダウンカウンタとして作動し始める。Ｐ―
CUN（）１５が２より０に達すると、Ｇ点の
電位は第９図ｃのように高電位となり、クロツク
発生回路１３は動作を停止する。このとき、Ｐ―
CUN（）１４はクエンチング停止点＝７の状
態より３段上昇した10の状態にて停止することに
なる。即ち、トランジスタT₂のベース電位はＶ_B
１に設定されたことになり、フロントエンド２は
最適動作を行なう。 上述のような従来例においては、フロントエン
ド２のクエンチング発振回路８がすみやかに発振
動作を行なうことを前提として説明している。し
かるに、実際は電源電圧に重畳して到来する非常
に大きなインパルスノイズによつてクエンチング
発振回路８が停止する場合がある。第６図乃至第
８図に示す従来例においては、説明の便宜のた
め、Ｐ―CUN（）１４は当初Q₁＝１、Q₂＝
１、Q₃＝１、Q₄＝１よりダウンカウンタとして
作動しているが、実際はオーバーフローを防止す
るため、Q₁＝１、Q₂＝１、Q₃＝０、Q₄＝０より
カウント動作するようにしている。この実用上の
回路において、フロントエンド２の電源回路に非
常に大きなインパルスノイズが到来し、クエンチ
ング発振回路８の発振動作が停止したとすると、
最初からクエンチング発振出力が無いことによ
り、第７図のクエンチング発振停止検出回路１０
の出力Ｈは高電位を示すので、Ｐ―CUN（）
１４はダウンカウンタとして動作せず、逆にアツ
プカウンタ動作を始め、３ステツプ上つたQ₁＝
１、Q₂＝１、Q₃＝１、Q₄＝１にて動作を完了す
る。したがつて、第１０図において、本来ならク
エンチング発振回路８のトランジスタT₂のベー
スバイアスは最適レベルＶ_B１に設定される筈の
ものが、このインパルスノイズによりきわめて不
適切なバイアスレベルＶ_B２に設定されることに
なり、大巾な受信感度の低下を招くという欠点を
有していた。 本発明はかかる点に鑑みてなされたもので、以
下実施例により詳細に説明する。 第１１図は本発明に使用するフロントエンド２
のブロツク回路図で、７はバツフア用アンプ、８
はクエンチング発振回路、９はローパスフイルタ
で、これらは第２図のものと同じである。１６は
超再生制御回路で、第６図のクエンチング発振停
止検出回路１０と感度制御回路１２とにより構成
したものである。１７は感度低下防止回路で、具
体回路を第１２図のように構成し、第７図のクエ
ンチング発振回路８のトランジスタT₂のベース
（ｊ点）のバイアス電圧Ｖ_Bを入力とし、ツエナー
ダイオードZDにより得た基準電圧Ｖ_Zと比較器１
８で比較してトランジスタT₄を作動させてリセ
ツト出力Ｋを第１３図のトランジスタT₅のベー
スに入力するようにしたものである。感度低下防
止回路１７のＶ_BとＶ_Zとの関係と比較器１８およ
びトランジスタT₄の動作はつぎの通りである。

【表】 フロントエンド２におけるクエンチング発振回
路８のベースバイアス電圧（直流電圧）は、電源
電圧が変化しても最適制御状態においては一定に
なる特徴がある。したがつて、このクエンチング
発振回路８のベースバイアス電圧を監視すること
によつてフロントエンド２が最適状態にあるか否
かを容易にチエツクできる。本発明はこの点に着
眼したもので、クエンチング発振回路８のベース
バイアス電圧Ｖ_Bとあらかじめ設定された基準電
圧Ｖ_Zとを比較し、ベースバイアス電圧Ｖ_Bが基準
電圧Ｖ_Zより低ければクエンチング発振回路８の
ベースバイアスは適切に設定されているので、比
較器１８の出力は低電位となり、逆に、ベースバ
イアス電圧Ｖ_Bが基準電圧Ｖ_Zよりも高ければクエ
〓〓〓〓
ンチング発振回路８のベースバイアスは誤つた電
圧に設定されたことになるので、比較器１８の出
力は高電位になる。したがつて、次段のトランジ
スタT₄をオンし、コレクタ出力は高電位より低
電位に移行する。このトランジスタT₄の出力変
化を利用して第１３図のように、超再生制御回路
１６の制御動作をコンデンサC₀の電荷を放電さ
せることによつてリセツトさせ、再び超再生制御
回路１６にて従来例で説明したように最適制御を
行なわせ、いかなる外乱に対しても常にクエンチ
ング発振回路８のベースバイアス電圧を最適レベ
ルに設定することができる。 叙上のように本発明は、超再生方式フロントエ
ンドに設けたクエンチング発振回路のトランジス
タバイアス電圧を基準電圧と比較し、前記ベース
バイアス電圧に応じた出力を出す感度低下防止回
路の出力により超再生制御回路を介して前記クエ
ンチング発振回路のトランジスタのベースバイア
ス電圧を制御する如くしたから、インパルスノイ
ズその他によりクエンチング発振回路のバイアス
レベルが誤つたレベルに設定されても速やかにバ
イアスレベルを正しく設定でき、受信感度を最良
に保つことができるという効果を奏すものであ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は超再生受信方式の基本回路のブロツク
回路図、第２図は従来の超再生受信方式の超再生
方式フロントエンドの一例のブロツク回路図、第
３図は同上の具体回路図、第４図ａ〜ｃは同上の
受信入力が存在しないときの要部電圧波形図、第
５図ａ〜ｃは同上の受信入力が存在するときの要
部電圧波形図、第６図は従来の超再生方式フロン
トエンドの他の例のブロツク回路図、第７図は同
上の一部を省略した具体回路図、第８図は同上の
感度制御回路の回路図、第９図ａ〜ｊは同上の動
作タイムチヤート、第１０図は同上の特性図、第
１１図は本発明の一実施例の超再生方式フロント
エンドのブロツク回路図、第１２図は同上の感度
低下防止回路の回路図、第１３図は同上の超再生
制御回路の回路図である。 １…アンテナ、２…超再生方式フロントエン
ド、３…低周波アンプ、４…バンドパスフイル
タ、５…信号レベル判別回路、６…表示器、８…
クエンチング発振回路、１６…超再生制御回路、
１７…感度低下防止回路、１８…比較器、T₂…
トランジスタ。 〓〓〓〓

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ アンテナからの受信入力を低周波信号に変換
   する超再生方式フロントエンドと、前記超再生方
   式フロントエンドの出力を増巾しバンドパスフイ
   ルタを通して得た信号を直流電圧に変換する信号
   レベル判別回路と、前記信号レベル判別回路の出
   力を表示する表示器とを具備し、前記超再生方式
   フロントエンドに設けたクエンチング発振回路の
   トランジスタのベースバイアス電圧を基準電圧と
   比較し、前記ベースバイアス電圧に応じた出力を
   出す感度低下防止回路の出力により超再生制御回
   路を介して前記クエンチング発振回路のトランジ
   スタのベースバイアス電圧を制御する如くして成
   ることを特徴とする超再生受信方式。