JPS6227573B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、受信感度を最適化した超再生受信機
に関するものであつて、アンテナ１からの受信入
力を低周波信号に変換する超再生方式フロントエ
ンド２と、前記超再生方式フロントエンド２に設
けたクエンチング発振回路８の最適温度に対応す
るクエンチング周波数を検知して最適感度に対応
するクエンチング周波数を発振させるようにクエ
ンチング発振回路８のトランジスタT₂のベース
電圧を制御する周波数検知制御手段２１と、前記
超再生方式フロントエンド２からの出力を増巾す
る低周波アンプ３とを具備して成る超再生受信機
に係るものである。

従来の超再生受信方式は、第１図のように、ア
ンテナ１、超再生方式フロントエンド（以下フロ
ントエンドと略す）２、低周波アンプ３、バンド
パスフイルタ４、信号レベル判別回路５およびブ
ザー等の表示器６により構成されていた。フロン
トエンド２は第２図のように、バツフア用アンプ
７、クエンチング発振回路８およびローパスフイ
ルタ９により構成され、この具体回路は第３図に
示すように構成されている。第４図ａ〜ｃは信号
入力が存在しないときの第３図のＡ〜Ｃ点の電圧
波形図、第５図ａ〜ｃは信号入力が存在するとき
の第３図のＡ〜Ｃ点の電圧波形図である。

ところで、クエンチング発振回路を用いた超再
生検波回路自体は公知であり、従来より一般的に
用いられ使用されてきている。例えば、文献資料
として、実用電子回路ハンドブツク１ 193頁
（CQ出版社 昭和47年発行）、
SUPERREGENERAT IVE DETECTION
THEORY（WILLIAM E.BRADLEY
September、1948 ELECTRONICS）、
SUPERREGENERATOR DE SIGN（ALAN
HAZELTINE他September、
1948ELECTRONICS）等が挙げられる。超再生
検波回路の原理は上記の文献資料から明確なよう
に、クエンチング周波数に対応した周期にて、強
制的に共振回路を持つ高周波回路の機能をオン、
オフさせることによつて、該高周波同調回路にお
いて、発振と非発振の状態を持続させ、同調回路
のＱを見掛け上、極度に向上させて、高感度を得
るようにしたものである。従来例ないし実施例に
用いている超再生式フロントエンドは、上記文献
資料（実用電子回路ハンドブツク１）の中の公知
〓〓〓〓
の回路を設計上の必要性から変形して用いたもの
であり、超再生回路としての機能は十分有してい
るものである。

ここで、クエンチング発振回路８のクエンチン
グ周波数は、例えば550kHzであり、第３図に示
すＡ点に例えは、搬送波260MHzの10kHz変調の
ASK（振幅シフトキーイング）波が入力される
ものであり、また、ローパスフイルタ９の遮断周
波数は例えば20kHzである。第３図のＢ点では、
上記クエンチング周波数550kHzが検出される。

今、アンテナ１にて受信された受信入力は、第
５図ａのようになつており、この信号電圧は第２
図のバツフア用アンプ７で増巾され、第５図ｂの
ような出力を出すクエンチング発振回路８にてク
エンチング出力電圧と混合され、ローパスフイル
タ９により第５図ｃのような低周波出力に変換さ
れる。すなわち、上記の搬送波260MHzの10kHz
変調のASK波の信号入力つまり、高周波信号が
存在するときは、第３図のＡ点の波形は第５図ａ
に示すような波形となり、クエンチングパルスが
トランジスタT₂に印加されて、Ｂ点にはクエン
チング周波数とＡ点の高周波信号との混合出力が
第５図ｂに示すように生じることになる。この
時、第５図ｂに示すように、Ｂ点の波形は、
10kHzの変調成分が非常に微弱なので、波形的に
は第４図ｂに示す高周波信号が存在しないときの
クエンチング波形そのものと、ほとんど同一の波
形となる。従つて、高周波信号が存在するときの
第５図ｂに示すＢ点の波形は、波形的に高周波信
号が存在しないときの第４図ｂに示す波形とほと
んど同じになるものである。そして、Ｂ点に生じ
た混合出力は遮断周波数20kHzのローパスフイル
タ９により、選択的に分離されるため、550kHz
のクエンチング周波数は充分にカツトされ、希望
の10kHzの変調成分を抽出することができるもの
である。この時の出力波形がレベル的に拡大した
第５図ｃのようになるものである。

第３図のＡ点において、高周波信号が存在しな
い時は、本来、ローパスフイルタ９の出力はゼロ
となるはずであるが、実際は、受信機の内部雑音
（熱雑音他）が無視できず、そのランダムな雑音
成分が入力信号の役割を果たし、その雑音成分の
一部がローパスフイルタ９の出力となり、レベル
的に拡大した第４図ｃに示すように、ローパスフ
イルタ９から（Ｃ点）ランダムな雑音成分が出力
されることになる。尚、第４図ｃ及び第５図ｃの
レベルは、第４図ｂ及び第５図ｂのそれよりも拡
大している。

このように、ローパスフイルタ９から低周波信
号が出力され、この低周波信号は低周波アンプ３
で増巾されるが、この出力は実際はノイズを伴つ
ているため、バンドパスフイルタ４によりノイズ
より信号を区別する。このバンドパスフイルタ４
にて選択された信号成分は、信号レベル判別回路
５によりその振巾に対応した直流電圧に変換さ
れ、直流電圧レベルが規定値より大きければ正規
の信号とみなされ、正規の信号であれば表示器６
にて表示される。

つぎに、第３図において、バツフア用アンプ７
はベース接地型同調増巾器で、コイルL₁とコン
デンサC₄とで同調回路を形成し、入力電波の搬
送周波数に共振する。共振出力は結合コンデンサ
C₇によりクエンチング発振回路８内のトランジ
スタT₂のコレクタに接続される。トランジスタ
T₂のコレクタとエミツタ間にコンデンサC₁₀を接
続して正帰還発振回路の発振ループを構成してい
る。このクエンチング発振回路８の発振原理はつ
ぎの通りである。

今、トランジスタT₂がオン状態からオフ状態
への過渡状態にあるものとする。このとき、トラ
ンジスタT₂のコレクタ電位はコンデンサC₆、抵
抗R₅で形成した積分回路により一定の時定数で
上昇していく。このコレクタ電位の変化はコンデ
ンサC₁₀によりトランジスタT₂のエミツタに伝達
される。そして、コレクタ電位がピークに達する
と、いいかえれば発振用コイルL₃に流れる電流
が最小になると、発振用コイルL₃の逆起電力に
よつてトランジスタT₂のベースにはトランジス
タT₂をオンさせる方向にバイアス電圧を生ずる
ので、トランジスタT₂は急速にオンになる。オ
ン状態になると、発振用コイルL₃によりトラン
ジスタT₂をオフさせる方向に逆起電力を生じて
トランジスタT₂はオフになり、コレクタ電位は
コンデンサC₆、抵抗R₅による積分回路により
徐々に上昇する。このようにしてトランジスタ
T₂はオン、オフの発振状態を繰返す。このトラ
ンジスタT₂のオン、オフ動作に対応してコンデ
ンサC₉とコイルL₂により構成される同調回路に
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過渡電圧、電流を生じる。この状態で、前段のバ
ツフア用アンプ７の共振出力がこの同調回路に入
力され、一種の混合が行なわれる。その結果、生
じた変調信号はローパスフイルタ９により検出さ
れる。この後の動作は前述の通りである。

上述の従来例を改良したフロントエンド２とし
ては以下のものがあつた。即ち、第６図はフロン
トエンド２のブロツク回路図で、７はバツフア用
アンプ、８はクエンチング発振回路、９はローパ
スフイルタで、これらは第２図のものと同じであ
る。１０はクエンチング発振停止検出回路で、ク
エンチング発振回路８の発振状態を監視するもの
であり、１１は感度制御回路である。クエンチン
グ発振停止検出回路１０は、第７図のように、ト
ランジスタT₂のエミツタ側にて発振用コイルL₃
を経た発振出力で発振の有無が判断される。発振
出力は第９図ｊに示されている。このクエンチン
グ発振停止検出回路１０はエミツタ接地のトラン
ジスタスイツチング回路で、Ｄ点の出力がトラン
ジスタT₂のスレシホールドレベルを越えるとト
ランジスタT₃のコレクタ出力は低電位となる。
又、Ｄ点の出力がトランジスタT₃のスレシホー
ルドレベルり低い場合はトランジスタT₃の出力
は高電位となる。感度制御回路１は第８図のよう
に、クロツク発生回路１２と第１のプリセツトア
ツプダウンカウンタ（Ｐ―CUN（））１３およ
び第２のプリセツトアツプダウンカウンタ（Ｐ―
CUN（））１４と複数の論理ゲートが基本にな
つて構成されている。Ｐ―CUN（）１３のロ
ジツク出力Q₁，Q₂，Q₃，Q₄に直列に抵抗R₁₁，
R₁₂，R₁₃，R₁₄が接続されていて、各抵抗の他端
はトランジスタT₂のベースに接続されている。
ところで、トランジスタT₂のベース電位とフロ
ントエンド２の感度との関係は、第１０図のよう
になつている。即ち、クエンチング発振停止電位
Ｖ_B0より少し大きい個所に感度の最高点があり、
安定性を考慮してＶ_B1の電位にトランジスタT₂
のベース電位を設定すれば最適な感度設定にな
る。

感度制御回路１１は、上記の動作を自動的に行
なわしめるもので、以下第９図により順を追つて
説明する。第８図のスイツチSWをオンさせる
と、抵抗R₀とコンデンサC₀で形成した積分回路
において、コンデンサC₀の電位Ｅは第９図ａの
ように徐々に上昇していく。しかし、Ｅ点の電位
がインバータINVのスレシホールドレベルより低
いときは、インバータINVの出力、即ちＦ点点の
電位は第９図ｂのように高電位となり、このと
き、Ｐ―CUN（）１３がP₁，P₂，P₃，P₄が高
電位であるので、第９図ｆに示す１５にプリセツ
トされる。同時に、Ｐ―CUN（）１４はトラ
ンジスタT₃のコレクタ出力Ｈが、トランジスタ
T₂がクエンチング発振していることにより低電
位になつているので、P₁，P₃，P₄が低電位、P₂が
高電位であるので、２にプリセツトされる。しか
し、このときは、クロツク発生回路１２はクロツ
クパルスを発生していないので、Ｐ―CUN
（）１３およびＰ―CUN（）１４はいずれも
カウント動作はしない。つぎに、Ｅ点の電位がイ
ンバータINVのスレシホールドレベルを越える
と、Ｆ点の電位は低電位となり、クロツク発生回
路１２はクロツクパルスCLを第９図ｄのように
発生する。そして、Ｐ―CUN（）１３はＨが
低電位であるのでダウンカウンタとして作動する
が、Ｐ―CUN（）１４はカウンタ動作しな
い。Ｐ―OUN（）１３は最初、１５にプリセ
ツトされているので、Ｐ―CUN（）１３の
Q₁，Q₂，Q₃，Q₄の出力はいずれも第９図ｆ〜ｉ
のように高電位で、Q₁，Q₂，Q₃，Q₄に接続され
ている抵抗R₁，R₂，R₃，R₄は高電位にプルアツ
プされる。即ち、トランジスタT₂のベース電位
はＶ_B2に設定されることになり、Ｐ―CUN
（）１３がダウンカウンタとして作動し始める
と、Q₁，Q₂，Q₃，Q₄の出力もクロツクパルスCL
が入るごとに変化し、それに対応してトランジス
タT₂のベース電位はＶ_B2→Ｖ_B1→Ｖ_B0となる。ト
ランジスタT₂のベース電位がＶ_B0になると、Ｄ
点の電位はトランジスタT₂のクエンチング発振
回路８が発振を停止するので低電位となり、Ｈ点
の電位は第９図ｅのように高電位となる。したが
つて、Ｐ―CUN（）１３はアツプカウンタと
して作動し、今まで停止していたＰ―CUN
（）１４はダウンカウンタとして作動し始め
る。Ｐ―CUN（）１４が２より０に達する
と、Ｇ点の電位は第９図ｃのように高電位とな
り、クロツク発生回路１２は動作を停止する。こ
のとき、Ｐ―CUN（）１３はクエンチング停
止点＝７の状態より３段上昇した10の状態にて停
〓〓〓〓
止することになる。即ち、トランジスタT₂のベ
ース電位はＶ_B1に設定されたことになり、フロン
トエンド２は最適動作を行なう。

ところが、上述のようにフロントエンド２のト
ランジスタT₂のベース電位がＶ_B0の時すなわち
クエンチング発振回路８が停止する時があり、こ
のクエンチング発振停止時間中はフロントエンド
２が受信不能になるという問題があり、またアン
テナ１からの高周波信号の変調分のみを復調する
という決められた回路の機能を果たしていたが、
温度や電源電圧が変化するとその機能が大巾に変
るという問題点があつた。

本発明は上述の点に鑑みて提供したものであつ
て、温度や電源電圧等の外部条件の変化があつて
も、受信感度を最適化する際に受信不能状態を生
じさせずに、常に受信感度を最適化にすることを
目的とした超再生受信機を提供するにある。

以下本発明の実施例を図面により詳述する。第
１１図中８は従来例と同様にアンテナ１からの高
周波の入力信号を受信（Ａ点）して復調するクエ
ンチング発振回路である。２４はクエンチング発
振回路８の出力点Ｂに接続され、クエンチング発
振回路８の出力波形を波形整形する２個のインバ
ータと抵抗からなる波形整形回路である。２２は
受信感度に最適なクエンチング発振回路８のクエ
ンチング周波数を識別する周波数比例出力回路で
ある。２３は周波数比例出力回路２２からの出力
を受けてクエンチング発振回路８のトランジスタ
T₂のベース電圧を可変せしめるベース電圧ドラ
イブ回路である。このベース電圧ドライブ回路２
３と周波数比例出力回路２２とで周波数検知制御
手段２１が構成される。３はクエンチング発振回
路８からの出力を増巾する低周波アンプでこの低
周波アンプ３の後段は例えば表示器に接続され、
上述の他の回路等で超再生受信機が構成される。

ところで第１２図に示すように、クエンチング
発振回路８のトランジスタT₂のベース電圧と受
信感度及びクエンチング周波数との関係におい
て、図中Ａの範囲内のベース電圧が最適の受信感
度に対応している（曲線Ｋ）。そしてこの時の最
適の受信感度におけるベース電位に対するクエン
チング周波数（直線Ｍ）を表わしている。

しかしてクエンチング発振回路８のクエンチン
グ発振波形を波形整形回路２４を介して周波数比
例出力回路２２に入力する。尚周波数比例出力回
路２２がアナログ的なもの例えばLCフイルタで
あれば特に波形整形回路２４は必要でないが、
CPUのようなカウンタ式のロジツク処理を行う
場合は波形整形回路２４は必要である。更に周波
数比例出力回路２２の具体回路を第１３図に示
す。即ちコンデンサＣ_Rと可変コイルＬ_Rとからな
る共振回路やダイオードＤやコンデンサC₂₂と抵
抗R₂₃とからなる平滑回路等から構成されてい
る。C₂₁は接合用コンデンサ、R₂₁は共振回路のＱ
を下げるための抵抗である。尚この抵抗R₂₁は特
性により使用しない場合もある。R₂₂は共振イン
ピーダンスを低下させるための抵抗で、ダイオー
ドＤは整流機能を持つている。共振回路の共振周
波数はクエンチング周波数の受信感度に対する最
適な周波数に調整されている。ベース電圧ドライ
ブ回路２３は周波数比例出力回路２２の出力電圧
が最大になるようにクエンチング発振回路８のト
ランジスタT₂のベース電圧をドライブする。第
１４図はベース電圧ドライブ回路２３のブロツク
図を示し、周波数比例出力回路２２からのアナロ
グ出力電圧をAD変換器２６でデジタル化して、
比較器２９から出るシフト信号Ｓでデータメモリ
２７に入れると同時にデータメモリ２７の内容を
データメモリ２８に入れる。そして比較器２９で
データメモリ２７とデータメモリ２８とを比較し
て、データメモリ２７の内容の方がデータメモリ
２８の内容より大きい時はトランジスタT₂のベ
ース電圧をステツプアツプするように、比較器２
９からステツプ電圧発生器３０に信号を送る。ま
た上記と逆に、データメモリ２７の内容の方がデ
ータメモリ２８の内容より小さい場合はそのまま
保持されてステツプ電圧発生器３０はステツプア
ツプせずにストツプの状態となつている。この状
態は受信感度が最適化されている状態である。即
ち、第１２図に示すように最適受信感度に対して
クエンチング周波数が高くなるとベース電圧を低
くなるように制御し、また反対の場合はベース電
圧を高くするように制御する。そしてある時間を
おいて前述の動作をくり返すことにより一般的に
ベース電圧ドライブ回路２３はCPUのようなデ
ジタル回路で上述のようにデジタル的に処理され
る。

第１５図は他の実施例を示し、フロントエンド
〓〓〓〓
２のクエンチング発振回路８のクエンチング周波
数をCPUブロツク３１のカウンタ３２でカウン
トして、その周波数により受信感度が最適になる
ようにDA変換器３３の出力トランジスタT₂のベ
ース電圧を制御する。このようにCPUブロツク
３１で周波数比例出力回路２２を全デジタル化す
ることにより、１チツプCPU化にすることがで
き、そのため安価に作ることができる。

上述のように本発明は、超再生方式フロントエ
ンドに設けたクエンチング発振回路の最適感度に
対応するクエンチング周波数を検知して最適感度
に対応するクエンチング周波数を発振させるよう
にクエンチング発振回路のトランジスタのベース
電圧を制御する周波数検知制御手段を設けたの
で、超再生方式フロントエンドの受信感度の最適
値に対応するクエンチング周波数を常時監視し
て、その最適クエンチング周波数を発振させるよ
うにクエンチング発振回路のトランジスタのベー
ス電圧を制御しているから、従来のように一時受
信不能になることもなく常に最適の受信感度で受
信することができ、しかも温度や電圧等の外部条
件の変化に無関係に常に最適の受信感度で受信す
ることがきる効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

第１図は超再生受信方式の基本回路のブロツク
回路図、第２図は従来の超再生受信方式の超再生
フロントエンドのブロツク回路図、第３図は同上
の具体回路図、第４図ａ〜ｃは同上の受信入力が
存在しないときの要部電圧波形図、第５図ａ〜ｃ
は同上の受信入力が存在するときに要部電圧波形
図、第６図は他の従来例の超再生方式フロントエ
ンドのブロツク回路図、第７図は同上の一部を省
略した具体回路図、第８図は同上の感度制御回路
の回路図、第９図ａ〜ｊは同上の動作タイムチヤ
ート、第１０図は同上の第７図の動作における特
性図、第１１図は本発明の実施例のクエンチング
発振回路及び周波数検知手段のブロツク図、第１
２図は同上のクエンチング発振回路のトランジス
タのベース電圧と受信感度及びクエンチング周波
数との関係を示す特性図、第１３図は同上の周波
数比例出力回路の具体回路図、第１４図は同上の
ベース電圧ドライブ回路のブロツク図、第１５図
は同上の他の実施例のブロツク図であり、１はア
ンテナ、２は超再生方式フロントエンド、３は低
周波アンプ、８はクエンチング発振回路、２１は
周波数検知制御手段である。 〓〓〓〓

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ アンテナからの受信入力を低周波信号に変換
   する超再生方式フロントエンドと、前記超再生方
   式フロントエンドに設けたクエンチング発振回路
   の最適感度に対応するクエンチング周波数を検知
   して最適感度に対応するクエンチング周波数を発
   振させるようにクエンチング発振回路のトランジ
   スタのベース電圧を制御する周波数検知制御手段
   と、前記超再生方式フロントエンドからの出力を
   増巾する低周波アンプとを具備して成る超再生受
   信機。