JPH0323727Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 技術分野 本考案は、パーソナル無線機等に使用するため
の送受信用発振器に関する。

従来技術 実願昭58−4945号の明細書等から明らかなよう
に、パーソナル無線機の受信用周波数信号と、送
信用周波数信号とは共通の電圧制御発振器
（VCO）によつて得られる。ところで、従来の送
受信用VCOのトランジスタに対する直流バイア
ス電圧は送信モードと受信モードとで同一であつ
た。このため、受信モードで要求される信号レベ
ルに合せてVCOを設計すれば、送信モード時に
要求される信号レベルが得られないので、VCO
と最終段の電力増幅器との間に緩衝増幅器の他に
前置増幅器を配設しなければならない。一方、
VCOの出力レベルを送信モードに適合するよう
に設計すれば、受信モード時に必要以上の電流が
流れることになり、電力損失が増大する。この場
合、特に、パーソナル無線機においては、送信時
間と受信の定格出力時間と受信の待ちうけ時間と
の比率が、例えば、１：１：18又は１：１：８で
あり、受信待ち時間が圧倒的に長いので、不要な
電力消費が大になる。

考案の目的 そこで、本考案の目的は、回路構成の簡略化又
は消費電力の低減が出来る送受信用発振器を提供
することにある。

考案の構成 上記目的を達成するための本考案は、リアクタ
ンスを変化させることによつて送信用周波数信号
と受信用周波数信号とを選択的に得るように構成
されたLC共振回路と、この共振回路に自励発振
するように接続された発振用トランジスタと、送
信時に前記送信用周波数信号が得られるように前
記共振回路を制御し、受信時に前記受信用周波数
信号が得られるように前記共振回路を制御する送
受信周波数切換制御回路と、前記送受信周波数切
換制御回路における送受信周波数切換に同期して
前記トランジスタのバイアスが切換えられるよう
に構成され且つ前記トランジスタのバイアスが送
信時に高く、受信時に低くなるように形成されて
いる直流バイアス回路と、から成る送受信用発振
器に係わるものである。

考案の作用効果 上記考案によれば、発振用トランジスタのバイ
アス値が送信時に受信時よりも高く設定されるの
で、送信時に高レベルの出力周波数信号を得るこ
とが出来、受信時に低レベルの出力周波数信号を
得ることが出来る。この結果、送信回路における
増幅回路の簡略化が可能になり、また受信モード
時の電力消費の低減が可能になる。また、バイア
ス切換を送受信周波数切換に同期して行うように
構成されているので、切換回路の構成を簡単にす
ることができる。

実施例 次に、第１図〜第３図を参照して本考案の実施
例に係わるパーソナル無線機のVCO回路につい
て述べる。第１図は本実施例のVCOを概略的に
示すものである。このVCOは、コルピツツ発振
器の１種であるクラツプ発振器に構成されてお
り、リアクタンスの変化によつて周波数を変える
ことが可能なLC共振回路１と、帰還によつて自
励発振するようにLC共振回路１に結合された発
振用増幅器としてのトランジスタQ₁と、送信用
周波数信号と受信用周波数信号とが得られるよう
に共振回路１のリアクタンスを切換えるための周
波数切換制御回路２と、この周波数切換制御回路
２による切換制御に応答してトランジスタQ₁の
バイアス電圧を切換えるように形成された直流バ
イアス回路３とから成る。なお、原理的に示す共
振回路１は、第１及び第２のコンデンサC₁及び
C₂、インダクタンス素子としてのマイクロスト
リツプラインL₁、可変容量ダイオードD₁を含む。
このように構成されたVCOにおいて、受信時に
例えば962MHzの局部発振周波数を得る場合には、
周波数切換制御回路２の操作に基づいて962MHz
に対応するように共振回路１のリアクタンスが変
えられ、且つトランジスタQ₁のバイアス電圧が
低くなるようにバイアス回路３が制御される。一
方、送信モード時に例えば904MHzのFM変調の
中心周波数を得る場合には、周波数切換制御回路
２の操作に基づいて904MHzに対応するように共
振回路１のリアクタンスが変えられ、且つトラン
ジスタQ₁のバイアス電圧が高くなるようにバイ
アス回路３が制御される。

第２図は本考案の実施例に基づく送受信用の
VCOを更に詳しく示すものである。第２図のト
ランジスタQ₁、コンデンサC₁，C₂、マイクロス
トリツプラインL₁、可変容量ダイオードD₁は、
第１図で同一符号で示すものと実質的に同一なも
のであり、この内、帰還用コンデンサC₁は発振
用トランジスタQ₁のベース・エミツタ間に接続
され、エミツタ接地用コンデンサC₂はエミツタ
と接地共通ラインとの間に接続されている。発振
用トランジスタQ₁のコレクタは抵抗R₁とバイパ
スコンデンサC₃とを介して接地共通ラインに接
続されている。従つて、トランジスタQ₁のコレ
クタは交流的に接地されており、結局、コンデン
サC₂は等価的にトランジスタQ₁のエミツタ・コ
レクタ間に接続されている。トランジスタＱのベ
ースと接地共通ライン（交流的にはコレクタ）と
の間に結合コンデンサC₄を介して、マイクロス
トリツプラインL₁、周波数可変幅を決める固定
コンデンサC₅、可変容量ダイオードD₁、抵抗R₂
が順に接続されている。C₆は送受信周波数切換
用即ち送受信における周波数のシフト量を決める
コンデンサであり、マイクロストリツプライン
L₁と接地共通ラインとの間に周波数切換用トラ
ンジスタQ₂を介して接続されている。抵抗R₃を
介して周波数切換用トランジスタQ₂のベースに
接続された周波数切換制御回路２は、送受信モー
ドの切換操作に連動するスイツチSWと抵抗R₄と
コンデンサC₇とを含み、Vcc電源に接続されてい
る接点ａがオンの時にトランジスタQ₂をオン駆
動する制御信号を発生し、接地された接点ｂがオ
ンの時にトランジスタQ₂をオフに保つ制御を発
生する。なお、トランジスタQ₂のベースと接地
共通ラインとの間にはバイアス設定用抵抗R₅、
及びバイパスコンデンサC₈が接続されている。
また、トランジスタQ₂のコレクタは抵抗R₆を通
してVcc電源に接続されている。更に、抵抗R₆の
一端と接地共通ラインとの間にバイパスコンデン
サC₉が接続されている。

可変容量ダイオードD₁のカソードは、チヨー
クコイルL₂とバイパスコンデンサC₁₀とから成る
交流分阻止回路を介して周波数制御電圧供給端子
４に接続され、この可変容量ダイオードD₁のア
ノードは抵抗R₇を介して送信信号供給端子５に
接続されている。なお、抵抗R₇の一端及び他端
と接地共通ラインとの間にコンデンサC₁₂，C₁₃が
それぞれ接続されている。マイクロストリツプラ
インL₁と接地共通ラインとの間に接続されたコ
ンデンサC₁₄は初期周波数を決定するためのもの
である。

発振用トランジスタQ₁を直流バイアスするた
めに、コレクタとVcc電源との間に抵抗R₁が接続
され、且つエミツタと接地共通ラインとの間に抵
抗R₈が接続され、ベースとVcc電源との間に抵抗
R₉が接続され、ベースと接地共通ラインとの間
に抵抗R₁₀が接続されている。本実施例では、更
に、トランジスタQ₁のベースが抵抗R₁₁と整流ダ
イオードD₂とを介して周波数切換制御回路２の
抵抗R₄の一端に接続されている。６は出力端子
であり、結合コンデンサC₁₅を介してトランジス
タQ₁のコレクタに接続されている。

第２図に示す如く構成されたVCOは、例えば、
第３図に示すPLL回路に接続される。第３図に
おいて、１１はVCO、１２は１／Ｎのプログラ
マブルデイバイダ、１３は位相（周波数）比較
器、１４はローパスフイルタ、１５は増幅器であ
る。

次に、第２図の回路の動作を説明する。この回
路で受信時の局部発振周波数（例えば962MHz）
を得る時には、受信モード設定操作によつてスイ
ツチSWを接点ｂに投入する。これにより、トラ
ンジスタQ₂がオフになり、コンデンサC₆はマイ
クロストリツプラインL₁から実質的に切り離さ
れる。また、ダイオードD₂がオフに保たれ、ト
ランジスタQ₁のベースバイアスは抵抗R₁₁に無関
係に設定される。即ち、抵抗R₉とR₁₁によつてベ
ースバイアスが決定され、比較的低いバイアス電
圧状態になる。このVCOはPLL回路に接続され
るので、端子４にはPLL回路によつて得られる
周波数制御電圧が供給され、可変容量ダイオード
D₁がこの制御電圧に対応した容量値になり、
VCOの出力周波数は、実質的に、コンデンサC₁，
C₂，C₅，C₁₄のそれぞれの容量値、可変容量ダイ
オードD₁の容量値、マイクロストリツプライン
L₁のインダクタンス値によつて決まる。

一方、送信時には、スイツチSWを接点ａに投
入する。これにより、電源電圧Vccが抵抗R₄と
R₃を介してトランジスタQ₂のベースに供給され、
トランジスタQ₂がオンになる。この結果、コン
デンサC₆がマイクロストリツプラインL₁と接地
共通ラインとの間に接続され、VCOの出力周波
数が低い方にシフトし、例えば904MHzとなる。
この実施例ではVCOによつてFM（周波数変調）
波を得るので、904MHzの搬送波が得られたこと
になる。端子５に信号波が供給されると、信号波
に応じて可変容量ダイオードD₁の容量値が変化
し、中心周波数が904MHzのFM波が出力端子６
に得られる。この送信時に、スイツチSWがオン
になると、ダイオードD₂に電源電圧Vccが印加さ
れ、ダイオードD₂がオン状態になる。この結果、
抵抗R₁₁とR₄とを含む回路が抵抗R₉に並列接続さ
れた状態となり、発振用トランジスタQ₁のベー
スバイアス電圧が高くなり、大振幅の出力周波数
信号が得られる。なお、送信時には、出力端子６
がPLL回路に接続されると共に、緩衝増幅器を
介して送信用電力増幅器に接続される。

上述から明らかな如く、本実施例は次の利点を
有する。

(A) トランジスタQ₁のバイアスを、受信時には、
受信時の基本性能を損わない範囲の低い値に設
定し、送信時には、電力増幅器の前段に設ける
前置増幅器を省くことが可能な範囲の高い値に
設定するので、電力消費量の低減及び回路構成
の簡略化が出来る。従つて、電池電源の携帯用
送受信機に最適なVCOを提供することが出来
る。

(B) トランジスタQ₁のベースバイアス電圧の切
換え回路が、トランジスタQ₁のベースを抵抗
R₁₁とダイオードD₂とを介して周波数制御回路
２に接続することによつて構成されているの
で、極めて簡単な回路でバイアス切換を行うこ
とが出来る。

(C) 信号入力端子５を可変容量ダイオードD₁の
アノード側に接続しているので、信号供給回路
を低インピーダンスにすることが可能になり、
外来雑音の影響を軽減することが出来る。

変形例 本考案は上記実施例に限定されるものでなく、
例えば次の変形例が可能なものである。

(a) 送信時の出力周波数信号をVCOから取り出
すために、第４図に示す如く、VCOのマイク
ロストリツプラインL₁にマイクロストリツプ
ラインから成るインダクタンス素子L₃を相互
誘導結合させ、ここから得られる大振幅周波数
信号を結合コンデンサC₁₆を介して緩衝増幅器
としてのトランジスタQ₃に供給し、この出力
を結合コンデンサC₁₇を介して電力増幅器に結
合してもよい。

(b) VCOを典型的なコルピツツ型発振器、又は
ハートレー型発振器、又は反結合型発振器等と
する場合にも適用可能である。

(c) マイクロストリツプラインL₁をインダクタ
ンスコイルとしてもよい。

(d) VCOを送信時に変調器として使用せず、搬
送波又は局部発振周波数を得るためにのみ使用
する場合にも適用可能である。

(e) ベースバイアスと共に、又は独立に、コレク
タ及び／又はエミツタバイアスを送受信モード
切換に同期して変えるようにしてもよい。

【図面の簡単な説明】

第１図は本考案の実施例に係わるVCOを原理
的に示すブロツク図、第２図は第１図を詳しく示
す回路図、第３図は第２図のVCOを接続した
PLL回路を示すブロツク図、第４図は第２図の
送信出力回路の変形例を示す回路図である。 １……LC共振回路、２……周波数切換制御回
路、３……直流バイアス回路、C₁，C₂……コン
デンサ、Q₁……発振用トランジスタ、Q₂……周
波数切換用トランジスタ、L₁……マイクロスト
リツプライン、D₁……可変容量ダイオード、D₂
……整流ダイオード。

Claims (1)

1. 【実用新案登録請求の範囲】 リアクタンスを変化させることによつて送信用
   周波数信号と受信用周波数信号とを選択的に得る
   ように構成されたLC共振回路と、 この共振回路に自励発振するように接続された
   発振用トランジスタと、 送信時に前記送信用周波数信号が得られるよう
   に前記共振回路を制御し、受信時に前記受信用周
   波数信号が得られるように前記共振回路を制御す
   る送受信周波数切換制御回路と、 前記送受信周波数切換制御回路における送受信
   周波数切換に同期して前記トランジスタのバイア
   スが切換えられるように構成され且つ前記トラン
   ジスタのバイアスが送信時に高く、受信時に低く
   なるように形成されている直流バイアス回路と、
   から成る送受信用発振器。