JPS6227572B2

JPS6227572B2 -

Info

Publication number: JPS6227572B2
Application number: JP4233080A
Authority: JP
Inventors: Keiichi Mizuguchi; Toshio Abiko
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1980-03-31
Filing date: 1980-03-31
Publication date: 1987-06-16
Also published as: JPS56138340A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は、超再生受信機の受信信号レベル検知
方式に関するものであつて、アンテナ１からの受
信入力を低周波信号に変換する超再生方式フロン
トエンド２と、前記超再生方式フロントエンド２
に設けたクエンチング発振回路２ｂのクエンチン
グ周波数の周波波数偏移を検出する検出手段１６
と、前記検出手段１６の出力を表示する表示器４
とを具備し、前記クエンチング発振回路２ｂのク
エンチング周波数の周波数偏移量を検出すること
により超再生方式フロントエンド２の入力信号レ
ベルを検知することを特徴とした超再生受信機の
受信信号レベル検知方式を特定発明とし、併せて
アンテナ１からの受信入力を低周波信号に変換す
る超再生方式フロントエンド２と、前記超再生方
式フロントエンド２の出力を増巾した信号を直流
電圧に変換する信号レベル判別回路３と、前記信
号レベル判別回路３の出力を表示する表示器４と
を具備し、前記超再生方式フロントエンド２に設
けたクエンチング発振回路２ｂの電源電圧Eo若
しくはクエンチング発振回路２ｂのトランジスタ
T₂のベース電圧を可変にして、クエンチング発
振出力が停止する電源電圧Eo若しくはベース電
圧を検出することにより超再生方式フロントエン
ド２の入力信号レベルを検知することを特徴とし
た超再生受信機の受信信号レベル検知方式を併合
発明とする超再生受信機の受信信号レベル検知方
式に係り、その目的とするところは、超再生受信
機への無変調波の到来電波でも、到来電波の入力
信号レベルの大きさを測定することにある。

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超再生式受信機のブロツク図を第１図に示す。
すなわち、到来する電波を受信するアンテナ１
と、アンテナ１からの信号を低周波信号に変換す
る超再生方式フロントエンド（以下フロントエン
ドと略す）２と、フロントエンド２からの微弱な
信号を増巾する低周波アンプ６と、低周波アンプ
６の出力を整流する整流回路７と、整流回路７に
よつて直流に変換された信号を表示する表示器４
と、整流回路７の出力を波形整形回路８および識
別回路９を介して報知せしめる報知器１０とで構
成されている。

以下動作を説明する。はじめに第２図に示す波
形を参照しながら概略的なことを説明すると、ア
ンテナ１に到来した電波信号は第２図ａの波形の
様に、260MHzの正弦波が50μsecの時間ごと
に、存在の有無を繰り返している10KHz変調を
受けたASK（振幅シフトキーイング）波であ
る。この信号は、フロントエンド２にて第２図ｂ
の波形の様に10KHzに変換される。フロントエ
ンド２の動作については、後に述べる。フロント
エンド２の10KHz信号は微弱なので、低周波ア
ンプ６にて増幅されて第２図ｃの波形の様にな
る。この第２図ｃの信号波形は、次段の整流回路
７にて、整流されて第２図ｄの波形の様に直流化
される。但し、この時のレベルｅは、低周波アン
プ６の出力ピーク値ｅ_pに比例している。ところ
で、実際の電波の波形は、第３図ａの波形の如
く、搬送波260MHz10KHz変調のASK波が5msec
ごとに存在の有無を繰り返している。結果として
フロントエンド２の出力は、第３図ｂの波形の様
になり整流回路７の出力は、第３図ｃ，ｄの波形
の如くなる。整流回路７の出力は、波形整形回路
８にて波形整形され、第３図ｅのようにロジツク
レベルに変換される。波形整形回路８の出力は、
識別回路９（この場合は波形整形回路８の出力パ
ルスが、３個連続しているかどうかを判断してい
る）にて判別され、その後報知器１０を駆動（第
３図ｆの波形）して受信機の使用者に電波信号の
到来を報知する。

この受信機において、電波信号の入力信号レベ
ルの大きさは整流回路７の直流出力のピーク値に
対応しているので、表示器４の指示を整流回路７
の直流出力のピーク値に対応させると、表示器４
の指示は、正確に電波信号のレベルに対応するこ
とになる。

ここで超再生方式フロントエンド２について詳
述する。フロントエンド２は第４図のように、バ
ツフア用アンプ２ａ、クエンチング発振回路２ｂ
およびローパスフイルタ２ｃにより構成され、こ
の具体回路は第５図に示すように構成されてい
る。第６図ａ〜ｃは信号入力が存在しないときの
第５図のＡ〜Ｃ点の電圧波形図、第７図ａ〜ｃは
信号入力が存在するときの第３図のＡ〜Ｃ点の電
圧波形図である。

ところで、クエンチング発振回路を用いた超再
生検波回路自体は公知であり、従来より一般的に
用いられ使用されてきている。例えば、文献資料
として、実用電子回路ハンドブツク１ 193頁
（CQ出版社昭和47年発行）、
SUPERREGENERAT IVE DETECTION
THEORY（WILLIAM E.BRADLEY
September、1948 ELECTRONICS）、
SUPERREGENERATOR DE SIGN（ALAN
HAZELTINE他September、
1948ELECTRONICS）等が挙げられる。超再生
検波回路の原理は上記の文献資料から明確なよう
に、クエンチング周波数に対応した周期にて、強
制的に共振回路を持つ高周波回路の機能をオン、
オフさせることにつて、該高周波同調回路におい
て、発振と非発振の状態を持続させ、同調回路の
Ｑを見掛け上、極度に向上させて、高感度を得る
ようにしたものである。従来例ないし実施例に用
いている超再生式フロントエンドは、上記文献資
料（実用電子回路ハンドブツク１）の中の公知の
回路を設計上の必要性から変形して用いたもので
あり、超再生回路としての機能は十分有している
ものである。

ここで、クエンチング発振回路２ｂのクエンチ
ング周波数は、例えば550kHzであり、第５図に
示すＡ点は搬送波260MHzの10kHz変調のASK
（振幅シフトキーイング）波が入力されるもので
あり、また、ローパスフイルタ２ｃの遮断周波数
は例えば20kHzである。第５図のＢ点では、上記
クエンチング周波数550kHzが検出される。

今、アンテナ１にて受信された受信入力は、第
７図ａのようになつており、この信号電圧は第４
図のバツフア用アンプ２ａで増巾され、第７図ｂ
のような出力を出すクエンチング発振回路２ｂに
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てクエンチング出力電圧と混合され、ローパスフ
イルタ２ｃにより第７図ｃのような低周波出力に
変換される。すなわち、上記の搬送波260MHzの
10kHz変調のASK波の高周波信号が存在すると
きは、第５図のＡ点の波形は第７図ａに示すよう
な波形となり、クエンチングパルスがトランジス
タT₂に印加されて、Ｂ点はクエンチング周波数
とＡ点の高周波信号との混合出力が第７図ｂに示
すように生じることになる。この時、第７図ｂに
示すように、Ｂ点の波形は、10kHzの変調成分は
非常に微弱なので、波形的は第６図ｂに示す高周
波信号が存在しなときのクエンチング波形そのも
のと、ほとんど同一の波形となる。従つて、高周
波信号が存在するときの第７図ｂに示すＢ点の波
形は、波形的に高周波信号が存在しないときの第
６図ｂに示す波形とほとんど同じになるものであ
る。そして、Ｂ点に生じた混合出力は遮断周波数
20kHzのローパスフイルタ２ｃにより、選択的に
分離されるため、550kHzのクエンチング周波数
は充分にカツトされ、希望の10kHzの変調成分を
抽出することができるものである。この時の出力
波形がレベル的に拡大した第７図ｃのようになる
ものである。

第５図のＡ点において、高周波信号が存在しな
い時は、本来、ローパスフイルタ２ｃの出力はゼ
ロとなるはずであるが、実際は、受信機の内部雑
音（熱雑音他）が無視できず、そのランダムな雑
音成分が入力信号の役割を果たし、その雑音成分
の一部がローパスフイルタ２ｃの出力となり、レ
ベル的に拡大した第６図ｃに示すように、ローパ
スフイルタ２ｃからＣ点ランダムな雑音成分が出
力されるとになる。尚、第６図ｃ及び第７図ｃの
レベルは第６図ｂ及び第７図ｂのそれよりも拡大
している。

このように、ローパスフイルタ２ｃから低周波
信号が出力され、この低周波信号は低周波アンプ
６で増巾される。つぎに、第５図において、バツ
フア用アンプ２ａはベース接地型同調増巾器で、
コイルL₁とコンデンサC₄とで同調回路を形成
し、入力電波の搬送周波数に共振する。共振出力
は結合コンデンサC₇によりクエンチング発振回
路２ｂ内のトランジスタT₂のコレクタに接続さ
れる。トランジスタT₂のコレクタとエミツタ間
にコンデンサC₁₀を接続して正帰還発振回路の発
振ループを構成している。このクエンチング発振
回路２ｂの発振原理はつぎの通りである。

今、トランジスタT₂がオン状態からオフ状態
への過渡状態にあるものとする。このとき、トラ
ンジスタT₂のコレクタ電位はコンデンサC₆、抵
抗R₅で形成した積分回路により一定の時定数で
上昇していく。このコレクタ電位の変化はコンデ
ンサC₁₀によりトランジスタT₂のエミツタに伝達
される。そして、コレクタ電位がピークに達する
と、いいかえれば発振用コイルL₃に流れる電流
が最小になると、発振用コイルL₃の逆起電力に
よつてトランジスタT₂のベースにはトランジス
タT₂をオンさせる方向にバイアス電圧を生ずる
ので、トランジスタT₂は急速にオンになる。オ
ン状態になると、発振用コイルL₃によりトラン
ジスタT₂をオフさせる方向に逆起電力を生じて
トランジスタT₂はオフになり、コレクタ電位は
コンデンサC₆、抵抗R₅による積分回路により
徐々に上昇する。このようにしてトランジスタ
T₂はオン、オフの発振状態を繰返す。このトラ
ンジスタT₂のオン、オフ動作に対応してコンデ
ンサC₉とコイルL₂により構成される同調回路に
過渡電圧、電流を生じる。この状態で、前段のバ
ツフア用アンプ２ａの共振出力がこの同調回路に
入力され、一種の混合が行なわれる。その結果、
生じた変調信号はローパスフイルタ２ｃにより検
出される。この後の動作は前述の通りである。

ところでフロントエンド２の変調周波数と超再
生信号出力と関係は第８図に示すように変調周波
数が０即ち連続波の時は、超再生信号出力は０で
あり変調周波数fmにおいて出力は最大となり、
fm以上の変調周波数においては、除々に信号出
力は低下していく。すなわちフロントエンド２の
信号出力の大きさが、変調周波数の周波数の大き
さに反比例しているので、結果として整流回路７
の直流出力は、アンテナ１に到来する電波信号の
入力信号レベルの大きさが、同一でも変調周波数
の周波数の大きさに反比例して低下することにな
る。従つて表示器４の指示は、変調周波数によつ
て変動することになり、変調周波数に応じて表示
器４の補正を必要とするという欠点がある。特
に、連続波の場合はフロントエンド２の信号出力
は無くなるので表示器４は実際は、電波信号が存
在するにもかかわらず、入力信号レベルを指示し
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ないという欠点があつた。

本発明はかかる点に鑑みて成されたもので、以
下特定発明の実施例について図面により詳述す
る。

第９図および第１０図は本実施例のフロントエ
ンド２のブロツク図及びフロントエンド２の出力
を選択表示するための選択回路１１を示す。１２
は所定の周波数を通過させるバンドパスフイルタ
で、３はバンドパスフイルタ１２の出力が一定の
レベルを超えた時に論理出力１を出す信号レベル
判別回路である。そしてf₁＜f₂＜f₃…＜fnといつ
た周波数特性を有するバンドパスフイルタ１２を
多数個並列に接続して検出手段１６を構成し、第
５図に示すクエンチング発振回路２ｂのクエンチ
ング出力点Ｂに接続している。また夫々のバンド
パスフイルタ１２_１，１２_２…に信号レベル判別
回路３を接続している。更に各信号レベル判別回
路３の出力に対応した入出力を有するアンドゲー
ト１３とインバータ１４から成る選択回路１１
を、信号レベルを表示する表示器に接続されてい
る。

ところで、アンテナに到来する電波信号レベル
である入力信号レベルとクエンチング発振回路２
ｂのクエンチング出力の周波数偏移（電波信号が
存在する時）は第１１図に示すようにクエンチン
グ出力の周波数偏移量は、電波信号のレベルに比
例している。よつてクエンチング出力の周波数偏
移を測定すれば、電波信号レベルが、測定できる
ことになる。即ちf₁はe₁、f₂にはe₂と１：１の対
応がなされている。しかして、超再生方式フロン
トエンド２において、第９図乃至第１０図に示す
ようにそのクエンチング発振回路２ｂよりクエン
チング出力を得て、その出力を次段のｎ個のバン
ドパスフイルタ１２…に伝達する。アンテナ１に
到来する電波信号レベルがe₁であれば、バンドパ
スフイルタ１２_１に出力を生じ、e₂であれば、バ
ンドパスフイルタ１２_２に出力を生じる。enで
あれば、バンドパスフイルタ１２ｎに出力を生じ
ることになる。ｎ個のバンドパスフイルタ１２…
には信号レベル判別回路３が接続され、各バンド
パスフイルタ１２…の出力が一定のレベルを越え
た場合に、論理出力１を生ずる。いま、電波信号
レベルがe₃の場合には信号レベル判別回路３…の
出力端D₁…Dnには、D₁＝０、D₂＝０、D₃＝１、
D₄＝０…Dn＝０の出力を生ずる。よつて信号レ
ベル判別回路３…の次段に接続されたアンド回路
１３…の出力は、E₃＝１の出力を生じ、その他
出力端Ｅは０となる。従つて、E₃＝１より、ア
ンテナへ１の到来電波の信号レベルが、e₃である
ことが判定できる。インバータ１４は、過渡時に
おいて電波信号レベルがe₃であつても、D₁＝１、
D₂＝１を生ずる場合もあるので、E₁＝１、E₂＝
１となるのを防止し、E₁＝０、E₂＝０とさせる
ための回路である。即ち、クエンチング周波数の
最大偏移点に対応するバンドパスフイルタ１２出
力のみ１となし、他は０とするものである。

尚クエンチング周波数の最大偏移点を知るため
にｎ個のバンドパスフイルタ１２_１，１２_２…を
設けたが、PLL（フエーズロツクループ）回路の
ように周波数偏移に対応した直流出力を生じる検
出手段１６を使用しても良い。

以下併合発明について第１２図乃至第１４図に
基いて詳述する。第１２図が具体回路図である。
即ち第５図に示すフロントエンド２のクエンチン
グ発振回路２ｂのＢ点に電源電圧可変用のトラン
ジスタT₁₁を介して直流電源Ｅ_Dｃに接続し、ト
ランジスタT₁₁のベースに抵抗R₁₁〜R₁₄をロータ
リースイツチ１５にて可変できるように接続して
いる。これら抵抗R₁₁〜R₁₄を変えることによりク
エンチング発振回路２ｂの供給電圧を変えてい
る。尚第１３図はロータリースイツチ１５の外部
の表示の仕方を示したものであり、例えば受信機
のロータリースイツチ１５を回転させてクエンチ
ング発振が停止するのを見ながら、入力信号レベ
ルが0v〜10mvと段階的に変化させて検知する。

ところで、電波信号レベルとフロントエンド２
の電源電圧Eoとクエンチング出力との関係は第
１４図に示すように、クエンチング出力が間欠発
振としても存在できる領域は、電波信号レベルに
依存する。

即ち、電波信号レベルが大きければ大きい程、
クエンチング発振が間欠発振（パルス）としても
存在するフロントエンド２の電源電圧Eoは低く
てもよい。即ち電波信号レベルの大きさと、フロ
ントエンド２の電源電圧Eoの無信号時の電源電
圧からの下げ幅は比例しているのである。即ち、
第１４図に示すように、電源電圧Eoにおける
Vcc₁の電圧に対してはe₁の電波信号レベル、
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Vcc₂の電圧にはe₂の電波信号レベル、Vcc₄の電
圧にはe₄の電波信号レベルと１：１の対応がなさ
れている。尚第１４図中斜線部分は間欠発振を含
むクエンチング発振領域で、また曲線Ｋは、この
曲線のレベルまでフロントエンド２の電源電圧
Eoを下げてもクエンチング発振を生じているこ
とを示す。曲線Ｋの下の部はクエンチング発振停
止領域を示している。

しかして、クエンチング発振回路２ｂより、ク
エンチング出力を得て、その出力を整流回路７に
伝達する。最初、フロントエンド２の電源電圧
EoはVccoの電圧に接続されている。このフロン
トエンド２の電源電圧Eoは、直流電源Ｅ_Dｃと電
源電圧可変用のトランジスタT₁₁と、このトラン
ジスタT₁₁のベースバイアス電圧を変化させるた
めの抵抗群R₁₁〜R₁₄を切り換えるロータリースイ
チ１５によつて、任意の電源電圧Eoに設定でき
る。アンテナ１に到来する電波信号レベルがe₁で
あれば、フロントエンド２の電源電圧EoはVcco
からVcc₁までクエンチング発振が可能である。
同様にしてe₂の電波信号レベルの時は、Vccoか
らVcc₂の電圧まで、e₄の電波信号レベルの時は、
VccoからVcc₄の電圧までクエンチング発振が可
能である。クエンチング発振回路２ｂの発振の有
無は、既に述べた整流回路７と次段の信号レベル
判別回路３によつて判別されている。整流回路７
はクエンチング発振回路２ｂの出力を直流化し、
信号レベル判別回路３は整流回路７の出力が一定
レベル以上であれば、論理出力１を示す。もし、
クエンチング発振回路２ｂの発振が停止すれば、
整流回路７の直流出力は０となり、信号レベル判
別回路３の出力は０となる。Vcc₁はロータリー
スイツチ１５を抵抗R₁₁にした時のフロントエン
ド２の電源電圧Eoに対応し、Vcc₂はロータリー
スイツチ１５を抵抗R₁₂にし時のフロントエンド
２の電源電圧Eoに対応し、Vcc₄はロータリース
イツチ１５を抵抗R₁₄にした時のフロントエンド
２の電源電圧Eoに対応する。今、電波信号のレ
ベルを測定するに際し、手動にてロータリスイツ
チを切り換えていくものとする。もちろん抵抗
R₁₁，R₁₂，R₁₃，R₁₄はVcc₁，Vcc₂，Vcc₃，Vcc₄
に対応している。ロータリスイツチ１５を抵抗
R₁₁，R₁₂，…R₁₄と切り換えて信号レベル判別回
路３の出力が１から０になる点を捜す。１から０
になる点の抵抗がわかればその時のフロントエン
ド２の電源電圧Eo即ち、電波信号のレベルがわ
かる事になる。上記の説明においては、ロータリ
スイツチ１５を手動で切り換えたが、自動的に切
り換えて信号レベル判別回路３の論理出力の１、
０を判別させても良い。

尚フロントエンド２の電源電圧Eo即ちクエン
チング発振回路２ｂの電源電圧を変化させたが、
クエンチング発振回路２ｂのトランジスタT₂の
ベース電圧を変化させても上記と同様にすること
ができる。

上述のように特定発明は超再生方式フロントエ
ンドに設けたクエンチング発振回路のクエンチン
グ周波数の周波数偏移量を検出する検出手段を設
け、電波信号レベルである入力信号レベルを測定
するようにしたので、電波信号の変調周波数が変
化しても、クエンチング周波数の偏移には無関係
に正確に電波信号レベルを測定することができる
効果を奏し、更に併合発明の効果として、超再生
方式フロントエンドに設けたクエンチング発振回
路の電源電圧若しくはクエンチング発振回路のト
ランジスタのベース電圧を可変にして、クエンチ
ング発振出力が停止する電源電圧若しくはベース
電圧を検出し、超再生方式フロントエンドの入力
信号レベルを測定するようにしたので、電波信号
レベルである入力信号レベルの変調周波数が変化
しても、クエンチング発振の有無自体は変調周波
数に無関係なので、正確に電波信号レベルを測定
できる効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

第１図は超再生受信機のブロツク図、第２図ａ
〜ｄは同上のタイムチヤート、第３図ａ〜ｆは同
上のタイムチヤート、第４図は従来例の超再生方
式フロントエンドのブロツク図、第５図は同上の
超再生方式フロントエンドの具体回路図、第６図
ａ〜ｃは同上の動作波形図、第７図ａ〜ｃは同上
の動作波形図、第８図は同上の変調周波数と超再
生信号出力との関係を示す特性図、第９図は特定
発明の実施例の超再生方式フロントエンドのブロ
ツク図、第１０図は同上の要部論理回路図、第１
１図は同上の電波信号レベルとクエンチング周波
数との関係を示す特性図、第１２図は併合発明の
実施例の超再生方式フロントエンドの要部具体回
路図、第１３図は同上のロータリースイツチの表
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示を示す構成図、第１４図は同上の電波信号レベ
ルと超再生方式フロントエンドの電源電圧との関
係を示す特性図であり、１はアンテナ、２は超再
生方式フロントエンド、２ｂはクエンチング発振
回路、３は信号レベル判別回路、４は表示器、１
６は検出手段、Eoは電源電圧、T₂はトランジス
タである。〓〓〓〓

Claims

【特許請求の範囲】１アンテナからの受信入力を低周波信号に変換
する超再生方式フロントエンドと、前記超再生方
式フロントエンドに設けたクエンチング発振回路
のクエンチング周波数の周波波数偏移を検出する
検出手段と、前記検出手段の出力を表示する表示
器とを具備し、前記クエンチング発振回路のクエ
ンチング周波数の周波数偏移量を検出することに
より超再生方式フロントエンドの入力信号レベル
を検知することを特徴とした超再生受信機の受信
信号レベル検知方式。２アンテナからの受信入力を低周波信号に変換
する超再生方式フロントエンドと、前記超再生方
式フロントエンドの出力を増巾した信号を直流電
圧に変換する信号レベル判別回路と、前記信号レ
ベル判別回路の出力を表示する表示器とを具備
し、前記超再生方式フロントエンドに設けたクエ
ンチング発振回路の電源電圧若しくはクエンチン
グ発振回路のトランジスタのベース電圧を可変に
して、クエンチング発振出力が停止する電源電圧
若しくはベース電圧を検出することにより超再生
方式フロントエンドの入力信号レベルを検知する
ことを特徴とした超再生受信機の受信信号レベル
検知方式。