JPS62274996A - 周波数変換回路 - Google Patents
周波数変換回路Info
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- JPS62274996A JPS62274996A JP61118545A JP11854586A JPS62274996A JP S62274996 A JPS62274996 A JP S62274996A JP 61118545 A JP61118545 A JP 61118545A JP 11854586 A JP11854586 A JP 11854586A JP S62274996 A JPS62274996 A JP S62274996A
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- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 8
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 abstract description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 2
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 2
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
発明の詳細な説明
〔産業上の利用分野〕
本発明は、例えば搬送色信号を低域に変換して記録する
ＶＴＲ（ビデオテープレコーダ）で使用される変換用信
号を得るのに適用して好適な周波数変換回路に関する。
ＶＴＲ（ビデオテープレコーダ）で使用される変換用信
号を得るのに適用して好適な周波数変換回路に関する。
本発明は、周波数変換回路において、一方の信号をロー
パスフィルタ及びソフトリミッタの直列回路を通した後
他方の信号と乗算するようにしたことにより、歪の改善
、出力信号レベルのばらつきの改善を図るようにしたも
のである。
パスフィルタ及びソフトリミッタの直列回路を通した後
他方の信号と乗算するようにしたことにより、歪の改善
、出力信号レベルのばらつきの改善を図るようにしたも
のである。
従来、搬送色信号を低域に変換して記録するＶＴＲが種
々提案されている。例えば、第７図に記録信号の周波数
ス波りトラムを示すが、輝度信号Ｙはシンクチツゾが４
．２ ＭＨｚでホワイトピークが５．４ ＭＨｚとなる
ようにＦＭ変調され（ＹＦＭ）、一方、搬送色信号Ｃ（
ＮＴＳＣ方式）は色搬送周波数が３．５８ＭＨｚから７
４３ｋＨｚに変換され（Ｃ’Ｌ）、これらの合成信号が
記録される。
々提案されている。例えば、第７図に記録信号の周波数
ス波りトラムを示すが、輝度信号Ｙはシンクチツゾが４
．２ ＭＨｚでホワイトピークが５．４ ＭＨｚとなる
ようにＦＭ変調され（ＹＦＭ）、一方、搬送色信号Ｃ（
ＮＴＳＣ方式）は色搬送周波数が３．５８ＭＨｚから７
４３ｋＨｚに変換され（Ｃ’Ｌ）、これらの合成信号が
記録される。
このようなＶＴＲにおいて、搬送色信号Ｃの色搬送波周
波数を３．５８ＭＨｚから７４３ｋＨｚに変換するのに
、例えば第８図に示すような回路が提案されている。
波数を３．５８ＭＨｚから７４３ｋＨｚに変換するのに
、例えば第８図に示すような回路が提案されている。
同図において、端子（１）には色搬送周波数が例えば３
．５８ＭＨｚの搬送色信号Ｃが供給され、この搬送色信
号Ｃは周波数変換器（２）に供給される。
．５８ＭＨｚの搬送色信号Ｃが供給され、この搬送色信
号Ｃは周波数変換器（２）に供給される。
また、端子（１）に供給される搬送色信号Ｃはバースト
ダート回路（３）に供給され、この・々−ストゲート回
路（３）で抜き出されたノ々−スト信号は発振器（４）
に供給される。そして、発振器（４）からはノ々−スト
信号給に同期した３、５８ＭＨｚの連続波信号ＳＣが出
力され、この信号ＳＣは乗算器（５）に供給される。
ダート回路（３）に供給され、この・々−ストゲート回
路（３）で抜き出されたノ々−スト信号は発振器（４）
に供給される。そして、発振器（４）からはノ々−スト
信号給に同期した３、５８ＭＨｚの連続波信号ＳＣが出
力され、この信号ＳＣは乗算器（５）に供給される。
また、端子（６）には水平１′ｇ′）期信号Ｈ８ｙｎＣ
が供給され、この水平ｌη期倍信号ＨｓｙｎｃはＰＬＬ
回路（力を構成する位相比較器（７ａ）に供給される。
が供給され、この水平ｌη期倍信号ＨｓｙｎｃはＰＬＬ
回路（力を構成する位相比較器（７ａ）に供給される。
また、（７ｂ）は電圧制御型発振器であシ、この発振器
（７ｂ）の出力信号ＳＡは分周比１／３７５の分周器（
７ｃ）を介して位相比較器（７ａ）に供給され、この位
相比較器（７ａ）からの比較誤差信号は発振器（７ｂ）
に供給される。
（７ｂ）の出力信号ＳＡは分周比１／３７５の分周器（
７ｃ）を介して位相比較器（７ａ）に供給され、この位
相比較器（７ａ）からの比較誤差信号は発振器（７ｂ）
に供給される。
したがって、発振器（７ｂ）の出力信号ＳＡの周波数は
３７５ｆＨ（ｆＨは水平周波数）に制御される。
３７５ｆＨ（ｆＨは水平周波数）に制御される。
また、発振器（７ｂ）の出力信号ＳＡはカウンタで構成
される分周比ＩＡの分周器（８）に供給され、この分周
器（８）からは７４３ｋＨｚの矩形波信号ＳＢが出力さ
れ、この信号ＳＢは乗算器（５）に供給され、発似器（
４）の出力信号ＳＣと乗算される。そしてこの乗算器（
５）の出力信号が・センドノゼスフィルタ（９）に供給
されて４．３２ ＭＨｚの信号が抜き出され、この信号
が周波数変換器（２）に変換用信号として供給される。
される分周比ＩＡの分周器（８）に供給され、この分周
器（８）からは７４３ｋＨｚの矩形波信号ＳＢが出力さ
れ、この信号ＳＢは乗算器（５）に供給され、発似器（
４）の出力信号ＳＣと乗算される。そしてこの乗算器（
５）の出力信号が・センドノゼスフィルタ（９）に供給
されて４．３２ ＭＨｚの信号が抜き出され、この信号
が周波数変換器（２）に変換用信号として供給される。
したがって、周波数変換器（２）よυ導出された出力端
子０〔には色搬送周波数が７４３ ｋＨｚとされた搬送
色信号ＣＬが出力される。
子０〔には色搬送周波数が７４３ ｋＨｚとされた搬送
色信号ＣＬが出力される。
ところで、この第８図例の回路においては、分周器（８
）の出力信号ＳＢが矩形波であるため、乗算器（５）の
出力信号に不必要な高次成分を多く含み、これがノ々ン
ドノぞスフィルタ（９）を介して歪として周波数変換器
（２）に供給され、ビートを生じさせる等の不都合があ
った。第９図は、乗算器（５）の出力信号の周波数スペ
クトラムを示したものである。同図において、「＋１」
は４．３２ＭＨｚ（＝３．５８ＭＨｚ−４−７４３ｋＨ
ｚ ）の周波数を有する必要な成分を示している。また
、ｒ−ＩＪ 、ｒ−３Ｊ、ｒ−５Ｊ、・・・・・・は不
必要な７４３ｋＨｚのｎ次成分（１ｎＸ７４３ｋＨｚ−
３，５８Ｍ１ｉｚ ｌ ）を示している。
）の出力信号ＳＢが矩形波であるため、乗算器（５）の
出力信号に不必要な高次成分を多く含み、これがノ々ン
ドノぞスフィルタ（９）を介して歪として周波数変換器
（２）に供給され、ビートを生じさせる等の不都合があ
った。第９図は、乗算器（５）の出力信号の周波数スペ
クトラムを示したものである。同図において、「＋１」
は４．３２ＭＨｚ（＝３．５８ＭＨｚ−４−７４３ｋＨ
ｚ ）の周波数を有する必要な成分を示している。また
、ｒ−ＩＪ 、ｒ−３Ｊ、ｒ−５Ｊ、・・・・・・は不
必要な７４３ｋＨｚのｎ次成分（１ｎＸ７４３ｋＨｚ−
３，５８Ｍ１ｉｚ ｌ ）を示している。
この不必要な成分を抑圧するために、例えば第８図に破
線で示すように分局器（８）の出力信号ＳＢをローパス
フィルタ（Ｉｌｌを介して乗算器（５）に供給すること
が知られている。この場合、不必要な成分を、第９図破
線で示すように抑圧できるが、充分な抑圧を行うことは
できない。また、ロー・ぐスフィルタ（Ｉｌｌの時定数
のばらつきによシ乗算器（５）の出力信号レベルがばら
つくので、周波数変換器（２）の入力段に通常配される
リミッタの設計が難しくなる。
線で示すように分局器（８）の出力信号ＳＢをローパス
フィルタ（Ｉｌｌを介して乗算器（５）に供給すること
が知られている。この場合、不必要な成分を、第９図破
線で示すように抑圧できるが、充分な抑圧を行うことは
できない。また、ロー・ぐスフィルタ（Ｉｌｌの時定数
のばらつきによシ乗算器（５）の出力信号レベルがばら
つくので、周波数変換器（２）の入力段に通常配される
リミッタの設計が難しくなる。
この不必要な成分を少なくするために、第１０図に示す
回路も提案されている。この第１０図において、第８図
と対応する部分には同一符号を付し、重複説明は省略す
る。
回路も提案されている。この第１０図において、第８図
と対応する部分には同一符号を付し、重複説明は省略す
る。
同図において、発振器（４）からは互いにに／２の位相
差を有し周波数が３．５８ＭＨｚの連続波信号ＳＣＩ及
びＳＣ２が出力され、これらの信号ＳＣＩ及びＳＣ２は
夫々乗算器６ｐ及びＱに供給される。
差を有し周波数が３．５８ＭＨｚの連続波信号ＳＣＩ及
びＳＣ２が出力され、これらの信号ＳＣＩ及びＳＣ２は
夫々乗算器６ｐ及びＱに供給される。
また、分周器（８）からは互いにπ力の位相差を有し周
波数が７４３ｋＨｚの矩形波信号ＳＢＩ及びＳＢ２が出
力され、これらの信号ＳＢＩ及びＳＢ２は夫々乗算器６
１１及び６２に供給され、発振器（４）の出力信号ＳＣ
Ｉ及びＳＣ２と乗算される。
波数が７４３ｋＨｚの矩形波信号ＳＢＩ及びＳＢ２が出
力され、これらの信号ＳＢＩ及びＳＢ２は夫々乗算器６
１１及び６２に供給され、発振器（４）の出力信号ＳＣ
Ｉ及びＳＣ２と乗算される。
そして、これら乗算器６υ及び（５２の出力信号は加算
器（１２１に供給されて加算され、この加算器Ｏ３の出
力信号が〕々ンドパスフィルタ（９）に供給されて４．
３２ＭＨｚの信号が抜き出され、この信号が周波数変換
器（２）に変換用信号として供給される。
器（１２１に供給されて加算され、この加算器Ｏ３の出
力信号が〕々ンドパスフィルタ（９）に供給されて４．
３２ＭＨｚの信号が抜き出され、この信号が周波数変換
器（２）に変換用信号として供給される。
その他は、第８図例と同様に構成される。
第１１図は、加算器ａｚの出力信号の周波数スペクトラ
ムを示したものであるが、この場合、第９図におけるｒ
−Ｉ Ｊ 、 ｒ−５Ｊ 、 ｒ−９Ｊ 、・・・・・
・・・・の不必要な成分は存在しなくなる。
ムを示したものであるが、この場合、第９図におけるｒ
−Ｉ Ｊ 、 ｒ−５Ｊ 、 ｒ−９Ｊ 、・・・・・
・・・・の不必要な成分は存在しなくなる。
しかしながら、この第１０図例の場合にも、７４３ｋＨ
ｚ ｃｏ １１１成分（４，５９ＭＨｚ ＝ １１ Ｘ
７４３ ｋＨｚ −３，５８ＭＨｚ）は存在し、この１
１１成分はそのレベルは小さいが必ａｈ成分（４，３２
ＭＨｚ ＝ ３．５８ＭＨｚ ＋ ７４３ｋＨｚ）のご
く近くにあり、ノ々ンドパスフィルタ（９）では排除す
ることができず、これが歪として周波数変換器（２）に
供給される不都合がある。また、同様に７４３ ｋＨｚ
の３次成分（１，３５ＭＨｚ ＝ ３．５８ ＭＨｚ
−３Ｘ７４３ｋＨｚ）は必要な成分（４，３２ＭＨｚ
）よυ離れた位置に存在するが、そのレベルが大きいの
でノ々ンドパスフィルタ（９）を介して歪として周波数
変換器（２）に供給される不都合がある。
ｚ ｃｏ １１１成分（４，５９ＭＨｚ ＝ １１ Ｘ
７４３ ｋＨｚ −３，５８ＭＨｚ）は存在し、この１
１１成分はそのレベルは小さいが必ａｈ成分（４，３２
ＭＨｚ ＝ ３．５８ＭＨｚ ＋ ７４３ｋＨｚ）のご
く近くにあり、ノ々ンドパスフィルタ（９）では排除す
ることができず、これが歪として周波数変換器（２）に
供給される不都合がある。また、同様に７４３ ｋＨｚ
の３次成分（１，３５ＭＨｚ ＝ ３．５８ ＭＨｚ
−３Ｘ７４３ｋＨｚ）は必要な成分（４，３２ＭＨｚ
）よυ離れた位置に存在するが、そのレベルが大きいの
でノ々ンドパスフィルタ（９）を介して歪として周波数
変換器（２）に供給される不都合がある。
また、第１０図に破線で示すように分周器（８）の出力
信号ＳＢＩ及びＳＢ２をローパスフィルタ（１１１）及
び（１１２）を介して乗算器６υ及びりに供給すれば、
不必要な成分を、第１１図破線で示すように抑圧できる
が、充分な抑圧を行うことはできない。また第８図例の
場合と同様にローパスフィルタ（１１１）及び（１１２
）の時定数のばらつきによシ、乗算器（５］）及びめの
出力信号レベルがばらつくので、周波数変換器（２）の
入力段に配されるリミッタの設計が難しくなる。
信号ＳＢＩ及びＳＢ２をローパスフィルタ（１１１）及
び（１１２）を介して乗算器６υ及びりに供給すれば、
不必要な成分を、第１１図破線で示すように抑圧できる
が、充分な抑圧を行うことはできない。また第８図例の
場合と同様にローパスフィルタ（１１１）及び（１１２
）の時定数のばらつきによシ、乗算器（５］）及びめの
出力信号レベルがばらつくので、周波数変換器（２）の
入力段に配されるリミッタの設計が難しくなる。
本発明は斯る点に鑑み、歪の改善、出力信号レベルのば
らつきの改善を図るものである。
らつきの改善を図るものである。
本発明は、第１の周波数、例えば３．５８ＭＨｚを有す
る第１の信号と第２の周波数、例えば７４３ｋＨｚを有
する第２の信号とを乗算器６υ、 ５３で乗算して、第
１の周波数及び第２の周波数の和の周波数、例えば４．
３２ Ｍ Ｉ−（ｚを有する第３の信号を得る周波数変
換回路であり、第２の信号をローパスフィルタ（１１１
） 、 （１１２）及びソフトリミッタ（１３１） 、
（１３２）の直列回路を通した後乗算器ｌ５１） 、
（５２１に供給するものである。
る第１の信号と第２の周波数、例えば７４３ｋＨｚを有
する第２の信号とを乗算器６υ、 ５３で乗算して、第
１の周波数及び第２の周波数の和の周波数、例えば４．
３２ Ｍ Ｉ−（ｚを有する第３の信号を得る周波数変
換回路であり、第２の信号をローパスフィルタ（１１１
） 、 （１１２）及びソフトリミッタ（１３１） 、
（１３２）の直列回路を通した後乗算器ｌ５１） 、
（５２１に供給するものである。
以上の構成において、ローパスフィルタ（１１１）。
（１１２）を介された第２の信号がソフトリミッタ（１
３１）。
３１）。
＋１３２１を通されると、その波形がなだらかとなり、
高次高調波のレベルが減衰する。そのため、出力信号で
ある第３の信号に含まれる不必要な高次成分のレベルは
小さくなり、歪が改善される。
高次高調波のレベルが減衰する。そのため、出力信号で
ある第３の信号に含まれる不必要な高次成分のレベルは
小さくなり、歪が改善される。
また、ロー、ｅスフイルタ（１１１） 、 （１１２）
を介された第２の信号がソフトリミッタ（１３１） 、
（１３２）を通されると、その振幅レベルが制限され
るため、出力信号である第３の信号レベルのばらつきは
小さくなり、出力信号レベルのばらつきが改善される。
を介された第２の信号がソフトリミッタ（１３１） 、
（１３２）を通されると、その振幅レベルが制限され
るため、出力信号である第３の信号レベルのばらつきは
小さくなり、出力信号レベルのばらつきが改善される。
以下、第１図を参照しながら本発明の一実施例について
説明しよう。この第１図において、第１０図と対応する
部分には同一符号を付し、その詳細説明は省略する。
説明しよう。この第１図において、第１０図と対応する
部分には同一符号を付し、その詳細説明は省略する。
同図においては、ローパスフィルタ（１１１）及び（１
１２）と乗算器（５１）及びりとの間に、夫々ソフトリ
ミッタ（１３１）及び（１３２）が配される。そして、
ローパスフィルタ（１１１）及び（１１２）の出力信号
は、夫々ソフトリミッタ（１３１）及び（１３２）を介
して、その波形がなだらかとされたのち、即ち高次高調
波のレベルが減衰されたのち乗算器Ｇυ及びりに供給さ
れる。
１２）と乗算器（５１）及びりとの間に、夫々ソフトリ
ミッタ（１３１）及び（１３２）が配される。そして、
ローパスフィルタ（１１１）及び（１１２）の出力信号
は、夫々ソフトリミッタ（１３１）及び（１３２）を介
して、その波形がなだらかとされたのち、即ち高次高調
波のレベルが減衰されたのち乗算器Ｇυ及びりに供給さ
れる。
ソフトリミッタ（１３１）は、例えば第２図に示す５よ
うに差動型構成とされる。同図において、トランジスタ
（２１）及び０２）のエミッタは夫々定電流源（２３及
びＩ２４）を介して接地され、そのコレクタは夫々抵抗
器（２つ及び（至）を介して電源端子（イ）に接続され
、そのエミッタは抵抗器Ｑ樽を介して互いに接続される
。
うに差動型構成とされる。同図において、トランジスタ
（２１）及び０２）のエミッタは夫々定電流源（２３及
びＩ２４）を介して接地され、そのコレクタは夫々抵抗
器（２つ及び（至）を介して電源端子（イ）に接続され
、そのエミッタは抵抗器Ｑ樽を介して互いに接続される
。
また、トランジスタ（２１）及び（２２１のコレクタよ
シ出力端子ｔ２（ト）及び（至）が導出される。
シ出力端子ｔ２（ト）及び（至）が導出される。
また、トランジスタ（２υ及びののペースには、ロー・
ξスフィルタ（１１１）より互いに位相の反転された信
号５Ｈ１ａ及び５Ｂ１ｂが供給される。 ＣＪＩ）は分
周器（８）の出力信号ＳＢＩが供給される端子である。
ξスフィルタ（１１１）より互いに位相の反転された信
号５Ｈ１ａ及び５Ｂ１ｂが供給される。 ＣＪＩ）は分
周器（８）の出力信号ＳＢＩが供給される端子である。
この第２図例において、端子０］）に第３図Ａに示すよ
うな分周器（８）の出力信号ＳＢＩが供給されると、ロ
ーパスフィルタ（１１１）からは、第３図Ｂ及びＣに示
すような互いに位相の反転された信号５Ｂ１ａ及び５Ｂ
１ｂが出力され、夫々トランジスタｅｌ＋及び０２）の
ペースに供給される。そして、出力端子器及び（至）に
は夫々第３図Ｅ及びＤに示すような波形の彦だらかとさ
れた信号ＳＢＩ、Ｉ’及びＳＢ １ｂ’が出力される。
うな分周器（８）の出力信号ＳＢＩが供給されると、ロ
ーパスフィルタ（１１１）からは、第３図Ｂ及びＣに示
すような互いに位相の反転された信号５Ｂ１ａ及び５Ｂ
１ｂが出力され、夫々トランジスタｅｌ＋及び０２）の
ペースに供給される。そして、出力端子器及び（至）に
は夫々第３図Ｅ及びＤに示すような波形の彦だらかとさ
れた信号ＳＢＩ、Ｉ’及びＳＢ １ｂ’が出力される。
このソフトリミッタ（１３１）の動作をさらに説明する
。定電流源Ｇ３）及び０４１を流れる電流を夫々■とす
ると、トランジスタＱυ及びののペース入力電圧Ｖｊｎ
とコレクタ電流■との関係は、第４図Ａの実線に示すよ
うになる。ここで、トランジスタ（２１）及び（社）の
ペースに供給される信号５Ｂ１ａ及び５ＢＩＩ）が同図
Ｂに示すようであるとすると、コレクタ電流は同図Ｃの
実線に示すように変化する。したがって、出力端子−及
び（至）には、上述したように夫々第３図Ｅ及びＤに示
すような振幅レベルが制限され、かつ波形のなだらかと
された信号ＳＢＩ ａ′及び５ＢＩＫが出力される。
。定電流源Ｇ３）及び０４１を流れる電流を夫々■とす
ると、トランジスタＱυ及びののペース入力電圧Ｖｊｎ
とコレクタ電流■との関係は、第４図Ａの実線に示すよ
うになる。ここで、トランジスタ（２１）及び（社）の
ペースに供給される信号５Ｂ１ａ及び５ＢＩＩ）が同図
Ｂに示すようであるとすると、コレクタ電流は同図Ｃの
実線に示すように変化する。したがって、出力端子−及
び（至）には、上述したように夫々第３図Ｅ及びＤに示
すような振幅レベルが制限され、かつ波形のなだらかと
された信号ＳＢＩ ａ′及び５ＢＩＫが出力される。
尚、この場合、トランジスタＱυ及びののベースの入力
ダイナミックレンジをＶｉｎｏとすると、振幅レベルが
制限され、かつ波形のなだらかとされた信号５Ｂ１ａ及
び５Ｂ１ｂ’を得るためには、信号５Ｂ１ａ及びＳＢｌ
ｂのピークツーピークレベルｖｐｐカ、少すくともダ
イナミックレンジＶｉｎｏより大きいことが必要である
（第４図参照）。もしも、第４図Ａの破線に示すように
、ダイナミックレンジＶｉ ｎｏの方が大きいときには
、コレクタ電流は第４図Ｃの破線に示すようになシ、出
力端子（至）及び（至）には波形のなだらかとされた信
号５Ｂ１ａ’及び５Ｂｌｂ’は得られない。
ダイナミックレンジをＶｉｎｏとすると、振幅レベルが
制限され、かつ波形のなだらかとされた信号５Ｂ１ａ及
び５Ｂ１ｂ’を得るためには、信号５Ｂ１ａ及びＳＢｌ
ｂのピークツーピークレベルｖｐｐカ、少すくともダ
イナミックレンジＶｉｎｏより大きいことが必要である
（第４図参照）。もしも、第４図Ａの破線に示すように
、ダイナミックレンジＶｉ ｎｏの方が大きいときには
、コレクタ電流は第４図Ｃの破線に示すようになシ、出
力端子（至）及び（至）には波形のなだらかとされた信
号５Ｂ１ａ’及び５Ｂｌｂ’は得られない。
尚、ソフトリミッタ（１３２）も同様に構成される。
第５図は、第１図例の具体構成を示すものであり、対応
する部分には同一符号を付し、詳細説明は省略する。
する部分には同一符号を付し、詳細説明は省略する。
この第５図において、端子（４υ及び０りには分周器（
８）からの矩形波信号ＳＢＩ及びＳＢ２が供給される。
８）からの矩形波信号ＳＢＩ及びＳＢ２が供給される。
まだ、端子（４３及び０４には、発振器（４）から互い
にπ／２の位相差を有する連続波信号５Ｃ１ａ及び５Ｃ
２ａが供給され、端子（４！１９及び（４６）には、発
振器（４）から、連続波信号５Ｃ１ａ及びＳＣ２ａに対
して位相の反転された連続波信号５Ｃ１ｂ及びＳＣ２ｂ
が供給される。そして、出力端子（４ηに得られる出力
信号がノンンドノ臂スフィルタ（９）に供給される。（
伺は電源端子である。
にπ／２の位相差を有する連続波信号５Ｃ１ａ及び５Ｃ
２ａが供給され、端子（４！１９及び（４６）には、発
振器（４）から、連続波信号５Ｃ１ａ及びＳＣ２ａに対
して位相の反転された連続波信号５Ｃ１ｂ及びＳＣ２ｂ
が供給される。そして、出力端子（４ηに得られる出力
信号がノンンドノ臂スフィルタ（９）に供給される。（
伺は電源端子である。
本例はこのように、分周器（８）から出力される矩形波
信号ＳＢＩ 、 ＳＢ２は夫々ロー・臂スフィルタ（１
１１）。
信号ＳＢＩ 、 ＳＢ２は夫々ロー・臂スフィルタ（１
１１）。
（１１２）を介された後、ソフトリミッタ（１３１）
、 （１３２）を通されてその波形がなだらかとされて
、即ち高次高調波のレベルが減衰されて乗算器５１）
、 （！ｉ２に供給されるので、加算器ａｚの出力信号
に含まれる不必要な高次成分のレベルは小さくなシ歪が
改善される。例えば第６図は加算器（１２＋の出力信号
レベルに対する歪成分（３次成分（曲線ａで図示）及び
１１１次成（曲線すで図示））のレベルを示したもので
ある。この場合、ソフトリミッタ（１３１）、 （１３
２）に入力される信号のピークツーピークレベルｖｐｐ
ト入力ダイナミックレンジＶｉｎｏとの比（”ｐｐ／Ｖ
ｉｎｏ ）（Ｖｐｐは一定）を横軸にとったものである
（第４図参照）。この図において、比（ｖｐｐ／／Ｖｉ
ｎｏ ）が１８０％の所で３次成分及び１１１次成と
も最小となり、ソフトリミッタ（１３１） 、 （１３
２）を使用しない場合（第６図において比が８０チを参
照）に比べて、３次成分は約１．４ｄＢ、 １１１次成
は約８．６ｄＢの改善が見られる。尚、実用的には比が
１３０チ程度が適当と考えられる。
、 （１３２）を通されてその波形がなだらかとされて
、即ち高次高調波のレベルが減衰されて乗算器５１）
、 （！ｉ２に供給されるので、加算器ａｚの出力信号
に含まれる不必要な高次成分のレベルは小さくなシ歪が
改善される。例えば第６図は加算器（１２＋の出力信号
レベルに対する歪成分（３次成分（曲線ａで図示）及び
１１１次成（曲線すで図示））のレベルを示したもので
ある。この場合、ソフトリミッタ（１３１）、 （１３
２）に入力される信号のピークツーピークレベルｖｐｐ
ト入力ダイナミックレンジＶｉｎｏとの比（”ｐｐ／Ｖ
ｉｎｏ ）（Ｖｐｐは一定）を横軸にとったものである
（第４図参照）。この図において、比（ｖｐｐ／／Ｖｉ
ｎｏ ）が１８０％の所で３次成分及び１１１次成と
も最小となり、ソフトリミッタ（１３１） 、 （１３
２）を使用しない場合（第６図において比が８０チを参
照）に比べて、３次成分は約１．４ｄＢ、 １１１次成
は約８．６ｄＢの改善が見られる。尚、実用的には比が
１３０チ程度が適当と考えられる。
また、本例においては、分局器（８）より出力される矩
形波信号ＳＢＩ 、 ＳＢ２はロー・臂スフィルタ（１
１１）。
形波信号ＳＢＩ 、 ＳＢ２はロー・臂スフィルタ（１
１１）。
（１１２）を介された後ソフトリミッタ（１３１） 、
（１３２）で振幅制限されて乗算器６υ、（５功に供
給されるので、ローパスフィルタ（１１１） 、 （１
１２）の時定数のばらつきに対して加算器ａｚの出力信
号レベルのばらつきは小さくなる。例えば、ローパスフ
ィルタ（１１１） 。
（１３２）で振幅制限されて乗算器６υ、（５功に供
給されるので、ローパスフィルタ（１１１） 、 （１
１２）の時定数のばらつきに対して加算器ａｚの出力信
号レベルのばらつきは小さくなる。例えば、ローパスフ
ィルタ（１１１） 。
（１１２）を構成するコンデンサが＋５チ、抵抗器が＋
１５チばらついて時定数がばらついたとき、ソフトリミ
ッタ（１３１） 、 （１３２）がないときには＋１．
８ｄＢ〜−２，２ｄＢの範囲で、ソフトリミッタ（１３
１） 、 （１３２）があるときには＋０．７ｄＢ〜−
１，４ｄＢの範囲で出力信号レベルがばらついた。した
がって、本例によれば、通常周波数変換器（２）の入力
段に配されるＩＪ ｚツタの設計が容易となる。
１５チばらついて時定数がばらついたとき、ソフトリミ
ッタ（１３１） 、 （１３２）がないときには＋１．
８ｄＢ〜−２，２ｄＢの範囲で、ソフトリミッタ（１３
１） 、 （１３２）があるときには＋０．７ｄＢ〜−
１，４ｄＢの範囲で出力信号レベルがばらついた。した
がって、本例によれば、通常周波数変換器（２）の入力
段に配されるＩＪ ｚツタの設計が容易となる。
以上述べた本発明によれば、一方の信号をローパスフィ
ルタ及びソフトリミッタの直列回路を通してその波形を
ガだらかとして他方の信号と乗算するようにしたので、
出力信号に含まれる不要な高次成分のレベルを小さくで
き、歪の改善を図ることができる。また、ソフトリミッ
タによって振幅が制限されるのでローパスフィルタの時
定数の′ばらつきに比して、出力信号レベルのばらつき
を小さくすることができる。
ルタ及びソフトリミッタの直列回路を通してその波形を
ガだらかとして他方の信号と乗算するようにしたので、
出力信号に含まれる不要な高次成分のレベルを小さくで
き、歪の改善を図ることができる。また、ソフトリミッ
タによって振幅が制限されるのでローパスフィルタの時
定数の′ばらつきに比して、出力信号レベルのばらつき
を小さくすることができる。
第１図は本発明の一実施例を示す構成図、第２図〜第６
図はその説明のための図、第７図〜第１１図は従来技術
の説明のための図である。 （４）は発振器、（８）は分周器、＋１２１は加算器、
５１）及び（５２１は乗算器、（１１１）及び（１１２
）はローノぐスフィルタ、（１３１） 及び（１３２）
はソフトリミッタである。
図はその説明のための図、第７図〜第１１図は従来技術
の説明のための図である。 （４）は発振器、（８）は分周器、＋１２１は加算器、
５１）及び（５２１は乗算器、（１１１）及び（１１２
）はローノぐスフィルタ、（１３１） 及び（１３２）
はソフトリミッタである。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 第１の周波数を有する第１の信号と第２の周波数を有す
る第２の信号とを乗算器を用いて乗算して上記第１の周
波数及び第２の周波数の和の周波数を有する第３の信号
を得る周波数変換回路において、 上記第２の信号をローパスフィルタ及びソフトリミッタ
の直列回路を通した後上記乗算器に供給することを特徴
とする周波数変換回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61118545A JPS62274996A (ja) | 1986-05-23 | 1986-05-23 | 周波数変換回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61118545A JPS62274996A (ja) | 1986-05-23 | 1986-05-23 | 周波数変換回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62274996A true JPS62274996A (ja) | 1987-11-28 |
Family
ID=14739240
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61118545A Pending JPS62274996A (ja) | 1986-05-23 | 1986-05-23 | 周波数変換回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS62274996A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03109819A (ja) * | 1989-09-25 | 1991-05-09 | Anritsu Corp | 高周波ｐｌｌ発振器 |
-
1986
- 1986-05-23 JP JP61118545A patent/JPS62274996A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03109819A (ja) * | 1989-09-25 | 1991-05-09 | Anritsu Corp | 高周波ｐｌｌ発振器 |
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