JPS62272696A - 信号処理装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ３、発明の詳細な説明 産業上の利用分野 本発明は、互いに異なる周波数帯域を占有する複数のア
ナログ信号をそれぞれのディジタル信号に変換するため
に唯一のアナログ／ディジタル変換器を使用する装置に
関する。

発明の背景 ２個もしくはそれ以上のアナログ信号をディノタル化す
ることが望ましい信号処理の応用例が存在する。本発明
の原理によれば、これは唯一のアナログ／ディジタル変
換器を含む装置によって達成される。この装置は、信号
の各々に対して別々のアナログ／ディジタル変換器を使
用する回路に比べてコスト的に有利である。

発明の概要 本発明の例示的な応用例は、予め定められる周波数帯域
を占有するアナログのビデオ信号源、このアナログのビ
デオ信号源に応答するアナログ／ディジタル変換器、こ
の変換器の出力に応答するディジタルのビデオ信号処理
回路を含むビデオ信号処理システムにおいて使われるも
のである。

このようなシステムにおいて、本発明による構成は、上
記予め定められる周波数帯域内にない周波数の補助信号
源と、上記アナログのビデオ信号源および補助信号源に
結合されて、アナログのビデオ信号と補助信号とを線形
的に合成して出力信号を発生する手段とを含んでいる。

アナログ／ディジタル変換器の信号入力は合成手段の出
力に結合され、その結果、この変換器は上記出力信号を
表わすディジタル・サンプルをその出力に発生する。上
記変換器により発生されるディジタル・サンプルに応答
する濾波手段は、互いに除外的な周波数帯域を占有し、
それぞれ上記ビデオ信号と補助信号を表わす第１と第２
のディジタル信号を発生する。上記第１のディジタル信
号音」起重ディジタルのビデオ信号処理回路に供給する
手段が設けられ、補助信号利用回路は上記濾波手段にょ
シ発生される第２のディジタル信号に応答する。

本発明の例示的外実施例において、補助信号は、水晶制
御のアナログ発振器により発生される正弦状の振動信号
を含んでおり、所定周波数のカラー基準信号成分を含む
複合カラー・ビデオ信号と合成される。アナログ／ディ
ジタル変換器のクロック周波数は、上記所定周波数の４
倍に相当し、上記アナログ発振器の周波数は上記所定周
波数の１１倍に相当する。この例示的な実施例において
、補助信号利用回路は、制御信号に応答して可変周波数
のディジタルの振動信号を発生するディジタル発振器と
、該ディジタル発振器および上記濾波手段に結合される
位相比較手段とを含んでいる。

位相比較手段は、上記第２のディジタル信号および上記
ディジタルの振動信号間の位相差に比例した信号を発生
し、位相差に比例した信号は、上記ディジタル発振器に
上記制御信号として供給される。

実施例 各図面において、太い矢印は多ビットの並列ディジタル
信号のだめのバスを表わし、細かい矢印はアナログ信号
もしくは単一ビットのディジタル信号を伝える結線を表
わす。各装置の処理速度により、ある信号経路には補償
用遅延が必要である。

ディジタル回路の設計の分野の当業者は、このような遅
延が個々のシステムにおいてどこで必要であるかを容易
に知ることができる。

以下に説明する本発明の実施例は、ディジタル・テレビ
ジョン受像器に関連している。第１図に示すテレビジョ
ン受像器の一部は、受信ビデオ信号の水平ライン同期信
号の成分に位相固定されているクロック信号（すなわち
、ライン固定のクロック信号）ＣＫを発生する位相ロッ
クループ（以下、ＰＬＬという。）２００′ｆｆ：含ん
でいる。第２のＰＬＬ２５０は、受信ビデオ信号の色基
準バースト成分に位相固定される再生副搬送波信号を発
生する。

この再生副搬送波信号は、ビデオ信号のクロミナンス信
号成分を同期的に復調し、直角位相関係にある２つの色
差信号を発生するために使われる。

ＰＬＬ　２００により発生されるライン固定のクロック
信号ＣＫは、入力ビデオ信号がビデオテープレコーダー
（ＶＴＲ）あるいはビデオディスクプレヤーのような非
標準の信号源から得られるとき周波数の不安定性を示す
。非標準の信号源から供給されるビデオ信号は、一般に
比較的安定な色バースト信号の成分を有するが、ライン
からラインで位相および／または周波数が相当変動する
水平ライン同期信号成分を有する。これらの変動は、Ｖ
ＴＲにおけるビデオヘッドの不整合もしくはテープの伸
び、ディスクの欠陥やディスクプレヤーにおけるモータ
ーの速度変動によｐ生じる。ＰＬＬ２００ｒ　Ｇ　八 により発生されるクロック信号の周波数は、水平ライン
同期信号の位相および７または周波数の変化に追従し、
１フイールドもしくは１フレームに亘ってライン当たり
のサンプル数をほぼ一定に確保するように変化する。こ
の機能は、フィールドもしくはフレーム蓄積メモリを含
んでいるテレビジョン信号処理システムにおいて望まし
いものである。

しかしながら、以下に説明するテレビジョン受像機の一
部において、この追従機能にょシクロツク信号の周波数
に相当の変化が生じ、ＰＬＬ　２５０により発生される
再生副搬送波信号に周波数の不安定性が引き起こされ、
そのため再生色差信号が歪む。

再生副搬送波信号におけるこれらの周波数の不安定性を
補正するために、以下に説明するテレビジョン受像機は
第２図に示す第３のＰＬＬ　３００を含んでいる。Ｐ　
ＬＬ３００は、アナログの水晶発振器３１０から供給さ
れる基準信号に位相固定される振動信号を発生するディ
ジタルのＰＬＬである。

この基準信号の周波数は実質的に不変であるので、ＰＬ
Ｌ　３００はクロック信号ＣＫにエリ引き起こされる振
動信号中の周波数の不安定性に追従する。

ＰＬＬ　３００により発生される内部制御信号であって
、これによｐ　ＰＬＬ　３００がこれらの周波数の不安
定性に追従することができるようにする内部制御信号が
再生副搬送波信号の周波数を安定させ、以って再生色差
信号の歪みの量を減少させるためクロック信号の不安定
性に関連する色信号の歪みを著しく減少させる前記のシ
ステムの場合、アナログの水晶制御発振器を使用してＰ
ＬＬ　３００用の基準信号を発生させることが望ましい
。この基準信号はクロック信号とは実質的に関係がない
。

この基準信号は、以下に説明する実施例に示されるよう
に、個別のＡＤ変換器によりディジタル化されるか、も
しくは基準信号とディジタル・テレビジョン受像機のＡ
Ｄ変換器２１１に供給されるアナログの複合ビデオ信号
とを合成し、次いでＡＤ変換器２１１により供給される
ディジタル信号からディジタル化された基準信号を分離
することによりディジタル化される。ディジタル化され
た基準信号はＰＬＬ　３００の位相比較器に供給される
Ｏ 第１図および第２図に示すテレビジョン受像機の各部分
における本発明の実施例の動作は、クロック信号ＣＫの
周波数、ＡＤ変換器の量子化解像度およびｐＬＬ　３０
０に供給される基準信号の量子化解像度によって決まる
。第１図および第２図に示す回路に関する以下の詳細な
説明は、これらのパラメーターの重要性を理解するのに
役立つように行なわれる。

第２図において、複合ビデオ信号源２１０は、例えば、
通常のディジタル・テレビジョン受像機におけるチュー
ナ、中間周波増幅器およびビデオ検波器を含んでおり、
複合ビデオ信号をＡ’Ｄ変換器２１１に供給する。ＡＤ
変換器２１１は、サンプリング・クロック信号ＣＫに応
答して複合ビデオ信号を表わすディジタル・サンプルを
発生する。

典型的なディジタル・テレビジョン受像機において、Ａ
Ｄ変換器に供給されるアナログ信号は、ＡＤ変換器によ
り変換される値の範囲より小さい振幅値の範囲（すなわ
ち、ＡＤ変換器のアナログ信号の範囲）にあるように調
整される。例えば、本実施例は、Ｏと２５５間の範囲に
あるデイノタル値を発生する８ピツトのＡＤ変換器を含
んでいる。

ＡＤ変換器に供給されるアナログのビデオ信号のダイナ
ミックレンジは、ディゾタル値１０に対応する最小値と
ディジタル値２４５に対応する最大値をとるように制限
される。ＡＤ変換器の範囲の両端における使用されない
量子化値は正負のオーバーフロー状態を検出するだめの
緩衝領域として使われる。従って、本実施例において、
緩衝領域は、使用されない２０個の量子化レベルのダイ
ナミックレンジを定める。

本発明にとって重要であるＡＤ変換器のもう１つの属性
は、そのサンプリング周波数である。本実施例において
、アナログのビデオ信号は、水平ライン周波数ｆＨの９
１０倍にほぼ等しい周波数、すなわち、標準信号の場合
、色副搬送波信号ｆｓｃの４倍に等しい周波数ｆＣＫで
サンプリングされる。

従って、ナイキス）　（Ｎｙｑｕｉｓｔ）の基準の下で
は、４５５ｆＨの閾値周波数（例えば、２ｆＨす々わち
標準のＮＴＳＣ信号の場合７．１６　Ｍｌ（ｚ　）以下
の周波数を有するアナログ信号は、折返し歪みを導入す
ることなくディノタル化される。ＡＤ変換器２１１に供
給されるアナログのビデオ信号の最高周波数成分は、こ
の閾値（例えば、　ＮＴＳＣ方式のビデオ信号の場合４
．２　ＭＦ（ｚ　）より相当低い。

ＡＤ変換器２１１により供給されるサンプルは同期分離
器２１２に供給される。同期分離器２１２は、例えば、
複合ビデオ信号の水平ライン同期信号の成分を表わす信
号Ｈ５ＹＮＣを発生する。信号Ｈ５ＹＮＣは位相比較器
２１４の第１の入力端子に供給される。内部的に発生さ
れる水平ライン同期信号ＨＳは、位相比較器２１４の第
２の入力端子に供給される。信号Ｈ８を発生する回路に
ついては以下に説明する。位相比較器２１４は、例えば
、”符号出力および大きさ出力を発生するディジタルの
位相比較器回路″′という名称の米国特許第４．５０６
，１７５号明細書に開示されている回路と同様のもので
よい。位相比較器２１４により発生される信号は、例え
ば、・ぐルス信号Ｈ５ＹＮＣおよびＨ８の各前縁間の時
間遅延である。この信号は、Ｈ５ＹＮＣｌ？ルスの前縁
がＨ８／′？ルスの前縁より先に生じると正の値をとり
、Ｈ５ＹＮＣ−ｅルスの前縁がＨＳパルスの前縁より後
に生じると負の値をとる。

位相比較器２１４によって発生される信号は低域通過フ
ィルタ２１６に供給される。フィルタ２１６はＰＬＬ　
２００のループフィルタである。低域通過フィルタ２１
６から発生される濾波済みの位相差信号はディジタル・
アナログ変換器（以下、ＤＡ変換器という。）２１８に
供給される。ＤＡ変換器２１８は、濾波された位相差信
号を表わすアナログの電圧値を発生し、この値を水平ラ
イン周波数で電圧制御発振器（以下、ＶＣＯという。）
２２０に供給する。ＶＣＯ２２０は、ＲｘｆＨなる自走
周波数を有するように同調される。この実施例において
、Ｒは、色副搬送波周波数の倍数に近い、水平ライン周
波数ｆＩＩの１／２の高調波の順序数である。例えば、
ＮＴＳＣ方式の場合、色副搬送波信号の周波数ｆｓｃは
、水平ライン周波数の１／２の４５５番目の高調波であ
り、標準信号についてのサンプリング・クロック信号の
周波数ｆＣＫは色副搬送波信号の周波数の４倍、すなわ
ち４　ｆｓｃである。従って、この実施例で使われるｖ
ＣＯは、水平ライン周波数の約９１０倍（Ｒ＝９１０）
の自走周波数を有する。

ＶＣＯの正弦波出力信号は、ＲｆＨに等しい周波数Ｃ１
３） ｆＣＫを有する方形波クロック信号ＣＫを発生するシュ
ミット・トリガー回路２２１に供給される。

信号ＣＫは分周器２２２に供給される。分周器２２２は
、信号ＣＫの周波数をＲで割り算し、”Ｈにほぼ等しい
周波数を有する信号Ｈ８を発生する。

先に説明したように、信号Ｈ８は位相比較器２１４の第
２の入力端子に供給される。

分周器２２２は、例えば、９１０の計数値になるとリセ
ットされるように構成される１０ビツトのカウンタ（図
示せず）を含んでいる。分周器２２２は、このカウンタ
に結合され、バースト期間の始まりと終シに対応する計
数値を検出し、各水平ライン期間における計数値によっ
て決まる時間間隔を測る・ぐ−スト・ケ゛−ト信号ＢＧ
を発生する回路要素（図示せず）も含んでいる。

ＰＬＬ　２００は、非標準信号の変化するライン周波数
に追従するクロック信号ＣＫを発生し、ライン当たりほ
ぼ一定数のサンプリング・クロック・ノｆルスを発生さ
せる。この実施例において、位相比較器２１４、低域フ
ィルタ２１６、ＤＡ変換器２　１　８　、　　ＶＣＯ２
２０、シ　−　　ミ　　ッ　　ト　　・　　ト　　リ　
ガ　−　回　路２２１および分周器２２２の利得因子は
、ルーツの時定数が約１５水平ライン期間であり、減衰
定数が２となるように選定される。これらの利得値は、
ＰＬＬに使われる回路要素によって決捷り、位相ロック
ルーツの設計分野の尚業者は容易に計算することができ
る。利得値、減衰定数およびＰＬＬの時定数間の関係に
関する説明については、１９５３年８月に発行された、
アイ・アール・イーのプロシーディンダ（Ｐｒｏｃｅｅ
ｄｉｎｇｓ　ｏｆ　ｔｈｅ　ＩＲＥ）の第１０４３頁−
第１０４８頁に掲載されているグルーエン・ダブリュー
・ジェイ（Ｇｒｕｅｎ　ｒ　Ｗ　、　Ｊ、）氏による“
自動周波数制御による同期理論″（Ｔｈｅｏｒｙ　ｏｆ
　ＡＦＣ５ｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ）という論文
を参照されたい。

信号源２１０かもの複合ビデオ信号は、Ｙ／Ｃ分離フィ
ルタ回路２３０にも供給される。フィルタ回路２３０は
１例えば、複合ビデオ信号からルミナンス帯域信号成分
とクロミナンス帯域信号成分をそれぞれ分離する低域通
過フィルタおよび帯域通過フィルタを含んでいる。ルミ
ナンス帯域信号およびクロミナンス帯域信号は、フィル
タ回路２３０の出力パスＹＢおよびＣＢにそれぞれ得ら
れる。

分離されたクロミナンス帯域成分は乗算器２３２および
２３４に供給される。この乗算器２３２および２３４は
、ＰＬＬ　２５０により発生される信号を使って、クロ
ミナンス信号を直角位相関係にある２つのベースバンド
の色差信号、例えば、■およびＱに復調する。色差信号
は位相誤差検出器２３６に供給される。位相誤差検出器
２３６は、復調された色基準バースト信号の位相および
基準位相値間の差を表す出力信号を発生する。位相誤差
検出器２３６は、例えば、バースト期間の間、ベースバ
ンドの■およびＱのサンゾル値を別々に累積し、■およ
びＱのザンプルのサンプリング時点に対するバースト信
号の位相を表す値を発生するために累積されたＱの値で
累積されたＩの値を割り算する回路（図示せず）を含ん
でいる。これらの値は所望のバースト位相を表わす基準
値から引き算され、ＰＬＬ　２５０を制御する位相誤差
値を発生する。検出器２３６がら発生される位相誤差値
は低域通過フィルタ２３８に供給される。低域フィルタ
２３８はＰＬＬ　２５０のループフィルタである。低域
フィルタ２３８から発生される濾波済みの位相誤差信号
は加算器２４０の一方の入力ポートに供給される。値供
給源２４２から供給される一定の増分値に１は、加算器
２４０の他方の入力ポートに供給される。加算器２４０
から発生される信号は、入力増分値として離散時間発振
器（ｄｉｓｃｒｅｔｅ　ｔｉｍｅ　ｏｓｃｉｌｌａｔｏ
ｒ　＋　ＤＴＯと略す。）２５２に供給される。この離
散時間発振器２５２は、加算器２４４、累算器レジスタ
ー２４６およびアドレス入力ポートに供給される値の２
πラジアンに正規化された余弦および正弦を第１および
第２の各出力ポートに発生するようにプログラムされて
いるＲＯＭ　２４８を含んでいる。この実施例において
、２πｆｓｅｔの余弦および正弦の各信号は、先に説明
したように、クロミナンス信号を同期的に復調し、直角
位相関係にある２つの色差信号を再生　゛するために、
乗算器２３２および２３４にそれぞれ供給される。

定常状態において、復調されたバースト信号の位相値と
基準の位相値間に差がなければ、離散時間発振器（ＤＴ
Ｏ）から発生される信号の周波数は、累算器レジスター
２４６におけるビット数Ｎ、値供給源２４２から供給さ
れる増分値に１および下記の式によるクロック信号ＣＫ
の周波数ｆ。Ｋによって決まる。

ｆＤＴｏ−（Ｋ１／２Ｎ）ｆｃＫ 累算器レジスター２４６が２０ビツトのレジスターであ
り、クロック信号ＣＫの周波数が’　ｆ８ｃに等しいも
のとすると、２６２，１４４（すなわち、２１８）に等
しいに１の値はｆ８ｃの周波数を有する出力信号を発生
する。動的な動作において、バースト位相が基準位相と
一致しないと、位相誤差検出器２３６によ多発生される
位相誤差値は低域フィルタ２３８によ如累積され、補正
項を発生する。

この補正項は、加算器２４０により値に１に加算され、
位相誤差を減少させる傾向にＤＴＯの周波数を変化させ
る。

雑音の影響を減少させ、また同期復調する乗算器２３２
および２３４に供給される信号に対して高レベルの位相
精度を与えるためには、ＰＬＬ２５０の時定数が比較的
長いことが望ましい。この実施例において、例えば、Ｐ
ＬＬ　２５０中の各種の回路要素の利得因子は、約１フ
レーム期間（ＮＴＳＣ信号の場合、１／３０秒）のルー
プ時定数を発生する値に設定される。ＰＬＬ　２５０の
時定数がＰＬＬ　２００の時定数よりずっと長いから、
ＰＬＬ　２５０は、クロック信号ＣＫの周波数の変化に
より引き起こされる再生色副搬送波信号中の周波数変化
に追従することのできないことがある。第１図に示すシ
ステムにおけるこの問題点により、■およびＱの色差信
号中にランダム誤差が発生されたり、ＰＬＬ２５０によ
り、ライン周波数の間違った高調波に固定された、間違
った周波数を有する色副搬送波信号が発生されたりする
。

第２図は、クロック信号ＣＫにおける周波数変動に対し
てＰＬＬ　２５０を補償し、本発明を具体化する回路の
ブロック図である。この回路は、ＡＤ変換器２１１の１
６の量子化レベル（すなわち、４ビツト）に等しい振幅
値の範囲を占め、共振水晶３１２によって決まる周波数
ｆ。ｓｃを有する正弦波出力信号を発生する発振器３１
０を含んでいる。

この実施例において、周波数ｆ。８ｃは、ＮＴＳＣ方式
の複合ビデオ信号における最高周波数（４，２ＭＨ２）
よりかなり高い３　ｆＳｃ／２　（５，３７ＭＴ（ｚ）
にほぼ等しい。発振器３１０の出力信号は、アナログの
合計回路３１４に供給され、そこで複合ビデオ信号源２
１０から供給される複合ビデオ信号に加えられる。この
合計回路３１４は、例えば、複合ビデオ信号と発振器３
１０により発生される信号とを線形的に合成し、ヘテロ
ダイン効果が生じないようにする抵抗回路網（破線で示
す）を含んでいる。

合計回路３１４は、振動信号および複合ビデオ信号を合
成する前に、これらの信号のスケール化を行なうように
設計することもできる。この例において、発振器３１０
から供給される信号は前記の１６の量子化レベルよシ大
きな振幅値の範囲を占めることがある。合計回路３１４
により発生される合成信号は、第１図に示すように複合
ビデオ信号の代わりにＡＤ変換器２１１に供給される。

ＡＤ変換器２１１から供給されるディジタル信号は、デ
ィジタル複合ビデオ信号のすべての周波数成分をわずか
な減衰で通過させるかもしくは全く減衰させないで通過
させるが、発振器３１０の出力を表わす合成信号の成分
を実質的に阻止する周波数応答特性を有する低域通過フ
ィルタ３０２に供給される。低域フィルタ３０２によっ
て発生される複合ビデオ信号は、第１図に示されるよう
にＡＤ変換器２１１から直接供給される信号の代わりに
同期分離器２１２およびＹ／Ｃ分離フィルタ回路２３０
に供給される。ＡＤ変換器２１１に供給される複合ビデ
オ信号は発振器３１０から発生される信号により効果的
にディザ化される。従って、低域通過フィルタ３０２か
ら供給される複合ビデオ信号は、第１図に示されるよう
に直接ディジタル化される複合ビデオ信号よシ高い量子
化解像度を有する。

第２図のＡＤ変換器２１１から発生されるディジタル化
された合成信号は、発振器３１０の出力信号を表す成分
を通過させるが、複合ビデオ信号成分を実質的に阻止す
る周波数応答特性を有する帯域通過フィルタ３０４にも
供給される。帯域通過フィルタ３０４から発生される振
動信号は、位相ロックルーツ３００の位相比較器３１６
に基準信号として供給される。ＰＬＬ　３００は、位相
比較器３１６の外に低域通過フィルタ３１８、加算器３
２０、ディジタル値源３２２、および加算器３２４、累
算器レジスター３２６、ＲＯＭ　３２７を含むＤＴＯ３
０２を含んでいる。このＰＬＬ　３００は、例えば、帯
域通過フィルタ３０４から発生される信号にほぼ等しい
量子化範囲を有し、発振器３１０から発生される信号に
周波数および位相が固定されているディジタル信号をＲ
ＯＭ　３２７の出力ポートに発生する。位相検出器３１
６は、ＲＯＭ　３２７から発生される信号と帯域通過フ
ィルタ３０４から発生される基準信号とを比較する。一
旦ＰＬＬ３００が基準信号に固定されると、位相検出器
３１６によって発生される位相差信号は、ＤＴＯ３０２
により発生される信号においてクロック信号によって引
き起こされる位相変化を表わす。この位相差信号は低域
通過フィルタ３１８に供給される。フィルタ３１８はＰ
ＬＬ　３００のループフィルタである。フィルタ３１８
の利得因子は、ＰＬＬ２００の時定数（すなわち、１５
の水平ライン期間）以下か、もしくは、それにほぼ等し
いループ時定数を与えるためにループ中の他の要素の利
得因子と共に設定される。フィルタ３１８から発生され
る濾波された位相差信号は、加算器３２０により一定値
源３２２からの一定のディノタル値に２に加算される。

加算器３２０から発生される信号は、ＤＴＯ３０２の入
力増分信号として供給される。

ＤＴＯ３０２の出力信号は帰還ループを完成させるため
に位相検出器３１６に供給される。

加算器３２０から発生される入力増分信号は、ＤＴＯ３
０２によって発生される信号の周波数および位相を制御
する。この入力増分信号は、標準ビデオ信号が処理され
ていると、ＤＴＯ３０２を基準信号の周波数に保持する
一定の成分に２　、および非標準ビデオ信号が処理され
ているときに起こることのある出力信号の周波数の不安
定性をＤＴＯが追従することのできる、低域通過フィル
タ３１８から供給される可変の成分を含んでいる。加算
器３２０から供給される入力増分信号は、この信号に１
／に２にほぼ等しい因数に８を掛けるスケーリング回路
３２３に供給される。スケーリング回路３２３の出力信
号は、乗算器３２８の一方の入力ポートに供給され、乗
算器３２８の他方の入力ポートはＰＬＬ　２５０の加算
器２４０から供給される信号を受は取るように結合され
る。乗算器３２８の出力信号はＤＴＯ２５２に入力増分
信号として供給される。この変更された入力増分信号は
クロック信号ＣＫの周波数変化に対して補償される。従
って、ＰＬＬ　２５０は、複合ビデオ信号の色基準バー
スト信号成分に追従し、ライン固定のクロック信号の周
波数不安定性に実質的に関係のない直角位相関係にある
色副搬送波信号を再生する。

第２図に示す本発明の実施例において、発振器３１０か
ら発生される基準信号および信号源２１０から発生され
る複合ビデオ信号の振幅値の範囲の和は、ＡＤ変換器２
１１により変換される信号の範囲（すなわち、１６＋２
３６＝２５２であって、２５６より小さい）以下である
ことに注目することが重要である。さらに、基準信号お
よび複合ビデオ信号の周波数スペクトルは重なり合わな
い。

本発明の実施例で使用されている基準信号の周波数（５
，３７ＭＨｚ　）はＡＤ変換器２１１のナイキスト周波
数（７，１６ＰｉｉＨｚ　）以下であるけれども、その
折返し周波数が複合ビデオ信号によって占有される周波
数帯域以内にない限り、ナイキストの限界以上の基準信
号を使用することも考えられる。

こあ場合、ＰＬＬ　３００に供給される基準信号の周波
数は折返し周波数である。

【図面の簡単な説明】 第１図は、従来技術によるディジタル・テレビノヨン受
像機の一部を示すブロック図である。 第２図は、第１図に示す回路を変更するために使われる
、本発明を具体化する回路のプロ、り図である。 ２１０・・・複合ビデオ信号源、２１１　・アナログ／
ディジタル変換器（ＡＤ変換器）、３００・・・位相ロ
ックループ、３０２・・・低域通過フィルタ、３０４・
・・帯域通過フィルタ、３１４・・・合計回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）予め定められる周波数帯域を占有するアナログビ
   デオ信号源、前記アナログビデオ信号に応答するもので
   あって、予め定められる周波数でクロック制御されるア
   ナログ／ディジタル変換器、前記アナログ／ディジタル
   変換器の出力に応答するディジタルビデオ信号処理回路
   を含むビデオ信号処理システムにおいて、 前記予め定められる周波数帯域内にない周波数の補助信
   号源と、 前記アナログビデオ信号源および前記補助信号源に結合
   され、前記アナログビデオ信号および前記補助信号を線
   形的に合成して出力信号を発生する信号合成手段と、 前記出力信号を表わすディジタル・サンプルをその出力
   に発生するように、前記信号合成手段の出力に結合され
   る信号入力を有する前記アナログ／ディジタル変換器と
   、 前記アナログ／ディジタル変換器の前記出力に結合され
   、該変換器により発生されるディジタル・サンプルに応
   答し、互いに除外的な周波数帯域を占有し、前記アナロ
   グビデオ信号および前記補助信号を表わす第１および第
   ２のディジタル信号を発生する濾波手段と、 前記第１のディジタル信号を前記ディジタルビデオ信号
   処理回路に供給する手段と、 前記濾波手段により発生される前記第２のディジタル信
   号に応答する補助信号利用回路とを含んでいる信号処理
   装置。