JPH0133079B2 - - Google Patents
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- JPH0133079B2 JPH0133079B2 JP20192182A JP20192182A JPH0133079B2 JP H0133079 B2 JPH0133079 B2 JP H0133079B2 JP 20192182 A JP20192182 A JP 20192182A JP 20192182 A JP20192182 A JP 20192182A JP H0133079 B2 JPH0133079 B2 JP H0133079B2
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 13
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 claims description 13
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 claims description 11
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 101100488882 Saccharomyces cerevisiae (strain ATCC 204508 / S288c) YPL080C gene Proteins 0.000 description 1
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 238000005513 bias potential Methods 0.000 description 1
- 239000003086 colorant Substances 0.000 description 1
- 239000012050 conventional carrier Substances 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
- 230000001960 triggered effect Effects 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N9/00—Details of colour television systems
- H04N9/79—Processing of colour television signals in connection with recording
- H04N9/80—Transformation of the television signal for recording, e.g. modulation, frequency changing; Inverse transformation for playback
- H04N9/82—Transformation of the television signal for recording, e.g. modulation, frequency changing; Inverse transformation for playback the individual colour picture signal components being recorded simultaneously only
- H04N9/83—Transformation of the television signal for recording, e.g. modulation, frequency changing; Inverse transformation for playback the individual colour picture signal components being recorded simultaneously only the recorded chrominance signal occupying a frequency band under the frequency band of the recorded brightness signal
- H04N9/84—Transformation of the television signal for recording, e.g. modulation, frequency changing; Inverse transformation for playback the individual colour picture signal components being recorded simultaneously only the recorded chrominance signal occupying a frequency band under the frequency band of the recorded brightness signal the recorded signal showing a feature, which is different in adjacent track parts, e.g. different phase or frequency
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Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明は磁気記録再生装置（VTR）において
色信号の周波数変換に必要なキヤリア信号を発生
するためのキヤリア信号発生回路に関するもので
ある。
色信号の周波数変換に必要なキヤリア信号を発生
するためのキヤリア信号発生回路に関するもので
ある。
家庭用のVTRでは、色信号は、FM変調され
る輝度信号周波数帯域より低い周波数の低域周波
数帯の信号に帯域変換されて記録再生される。こ
の低域変換された色信号の搬送波の周波数が40×
fH（fH：水平走査周波数）に選ばれた方式のVTR
では、この帯域変換に必要なキヤリア信号の周波
数がクロマサブキヤリア信号の周波数fscよりも
40fH高い周波数すなわち、約4.21MHzである。記
録時には、搬送波周波数fscの色信号とこのキヤ
リア信号が掛算され、その結果生じる両方の和と
差の周波数を有する信号成分のうち、差の周波数
を有する信号成分をとり出すと、周波数40fHの搬
送波からなる低域変換色信号が得られる。一方、
再生時にはこの低域変換色信号とキヤリア信号が
掛算され、やはり差の周波数をもつ信号成分をと
り出すと、搬送波周波数fscの色信号が再生でき
る。上記のような帯域変換を行うキヤリア信号の
発生回路の一例として、VTRの色信号系に適用
したキヤリア信号発生回路の一例を第１図に示
す。第１図において１は周波数160fHで発振する
第１の電圧制御形発振器（以下VCOと略す）、２
は1/4分周回路、３は信号切換回路、４，５はＤ
形フリツプフロツプ（以下Ｄ形F.F.と略す）、６，
７はローパスフイルタ（LPF）、１３は周波数fsc
で発振する第２のVCO、８，９はコンバータ、
１０は加算器、１１は90度移相回路、１２はバン
ドパスフイルタ（BPF）、１４は水平同期パルス
入力端子、１５はキヤリア出力端子である。キヤ
リア信号発生回路は、２つのコンバータ８，９を
設け、この２つのコンバータに入力される各々の
周波数40fHの信号の位相差と周波数fscの信号の
位相差をそれぞれ90度にし、２つの出力信号にお
ける差の周波数成分の信号を除去するものであ
る。
る輝度信号周波数帯域より低い周波数の低域周波
数帯の信号に帯域変換されて記録再生される。こ
の低域変換された色信号の搬送波の周波数が40×
fH（fH：水平走査周波数）に選ばれた方式のVTR
では、この帯域変換に必要なキヤリア信号の周波
数がクロマサブキヤリア信号の周波数fscよりも
40fH高い周波数すなわち、約4.21MHzである。記
録時には、搬送波周波数fscの色信号とこのキヤ
リア信号が掛算され、その結果生じる両方の和と
差の周波数を有する信号成分のうち、差の周波数
を有する信号成分をとり出すと、周波数40fHの搬
送波からなる低域変換色信号が得られる。一方、
再生時にはこの低域変換色信号とキヤリア信号が
掛算され、やはり差の周波数をもつ信号成分をと
り出すと、搬送波周波数fscの色信号が再生でき
る。上記のような帯域変換を行うキヤリア信号の
発生回路の一例として、VTRの色信号系に適用
したキヤリア信号発生回路の一例を第１図に示
す。第１図において１は周波数160fHで発振する
第１の電圧制御形発振器（以下VCOと略す）、２
は1/4分周回路、３は信号切換回路、４，５はＤ
形フリツプフロツプ（以下Ｄ形F.F.と略す）、６，
７はローパスフイルタ（LPF）、１３は周波数fsc
で発振する第２のVCO、８，９はコンバータ、
１０は加算器、１１は90度移相回路、１２はバン
ドパスフイルタ（BPF）、１４は水平同期パルス
入力端子、１５はキヤリア出力端子である。キヤ
リア信号発生回路は、２つのコンバータ８，９を
設け、この２つのコンバータに入力される各々の
周波数40fHの信号の位相差と周波数fscの信号の
位相差をそれぞれ90度にし、２つの出力信号にお
ける差の周波数成分の信号を除去するものであ
る。
VCO１の出力信号である周波数160fHの信号は
１／４分周回路２で1/4分周され、90度ずつ位相のず
れた0゜、90゜、180゜、270゜の異相をもつ周波数40fH
の信号が信号切換回路３に供給される。信号切換
回路３は、この４つの周波数40fH信号を、入力端
子１４に供給された水平同期パルス信号により、
水平走査周期（以下1Hと略す）毎に切換えて出
力し、1H毎に90度ずつ位相のずれた周波数40fH
の信号にする。この周波数40fHの信号は、さらに
90度の位相関係が正確に保たれるようにＤ形F.F.
４，５で周波数160fHの信号によりトリガされる。
この位相推移する信号は隣接トラツクからのクロ
ストーク分を低減するために使用される。なおこ
の時のＤ形F.F.４のＤ入力に入力される周波数
40fHの信号の位相は、常にＤ形F.F.５のＤ入力に
入力される信号の位相よりも90度遅れている。Ｄ
形F.F.４，５の各々のＱ出力である周波数40fHの
信号は、一般に矩形波のため周波数40fHの高調波
成分を多く含むのでLPF６，７で、この高調波
成分が低減されたのち、コンバータ８，９にそれ
ぞれ供給される。さらに周波数fscで発振する発
振器１３の出力信号は90度移相回路１１に入力さ
れ、90度移相回路１１からコンバータ８，９に供
給される。コンバータ９に入力される周波数fsc
の信号の位相はコンバータ８に入力される信号の
位相よりも90度遅れている。コンバータ８，９で
は２つの周波数の掛算が、次式で表すように行わ
れる。
１／４分周回路２で1/4分周され、90度ずつ位相のず
れた0゜、90゜、180゜、270゜の異相をもつ周波数40fH
の信号が信号切換回路３に供給される。信号切換
回路３は、この４つの周波数40fH信号を、入力端
子１４に供給された水平同期パルス信号により、
水平走査周期（以下1Hと略す）毎に切換えて出
力し、1H毎に90度ずつ位相のずれた周波数40fH
の信号にする。この周波数40fHの信号は、さらに
90度の位相関係が正確に保たれるようにＤ形F.F.
４，５で周波数160fHの信号によりトリガされる。
この位相推移する信号は隣接トラツクからのクロ
ストーク分を低減するために使用される。なおこ
の時のＤ形F.F.４のＤ入力に入力される周波数
40fHの信号の位相は、常にＤ形F.F.５のＤ入力に
入力される信号の位相よりも90度遅れている。Ｄ
形F.F.４，５の各々のＱ出力である周波数40fHの
信号は、一般に矩形波のため周波数40fHの高調波
成分を多く含むのでLPF６，７で、この高調波
成分が低減されたのち、コンバータ８，９にそれ
ぞれ供給される。さらに周波数fscで発振する発
振器１３の出力信号は90度移相回路１１に入力さ
れ、90度移相回路１１からコンバータ８，９に供
給される。コンバータ９に入力される周波数fsc
の信号の位相はコンバータ８に入力される信号の
位相よりも90度遅れている。コンバータ８，９で
は２つの周波数の掛算が、次式で表すように行わ
れる。
コンバータ８では
m1cos(2πfsct-π/2)×n2cos(2π・40fHt+π/2)
＝m1n1／２〔cos2π（fsc＋40fH）ｔ
＋cos｛2π（fsc−40fH）ｔ−π｝〕
＝m1n1／２｛cos2π（fsc＋40fH）ｔ
−cos2π（fsc−40fH）ｔ｝
コンバータ９では
m2cos2πfsct×n2cos2π・40FHｔ
＝m2n2／２｛cos2π（fsc＋40fH）ｔ
＋cos2π（fsc−40fH）ｔ｝
ここでm1、m2は周波数fscの振幅成分
n1、n2は周波数40fHの振幅成分
このコンバータ８，９の出力信号は加算器１０
で加算され、 周波数（fsc＋40fH）の信号成分の振幅は １／２（m1n1＋m2n2） ………(1) 周波数（fsc−40fH）の信号成分の振幅は １／２（m1n1−m2n2） ………(2) となる。ここで、周波数fscの振幅成分m1、m2と
周波数40fHの振幅成分n1、n2がそれぞれ等しいと
すると、m1n1＝m2n2となり、(2)式は零となる。
このように不要な差の周波数（fsc−40fH）の信
号成分が演算により除去できるため、差の周波数
（fsc−40fH）の信号成分を除去するトラツプが不
要になる。もしm1n1＝m2n2となると差周波数の
信号成分が除去しきれなくなる。
で加算され、 周波数（fsc＋40fH）の信号成分の振幅は １／２（m1n1＋m2n2） ………(1) 周波数（fsc−40fH）の信号成分の振幅は １／２（m1n1−m2n2） ………(2) となる。ここで、周波数fscの振幅成分m1、m2と
周波数40fHの振幅成分n1、n2がそれぞれ等しいと
すると、m1n1＝m2n2となり、(2)式は零となる。
このように不要な差の周波数（fsc−40fH）の信
号成分が演算により除去できるため、差の周波数
（fsc−40fH）の信号成分を除去するトラツプが不
要になる。もしm1n1＝m2n2となると差周波数の
信号成分が除去しきれなくなる。
この差周波数の信号成分が残つた場合に生じる
周波数40fHの信号の位相、振幅の歪について説明
する。今、キヤリア信号に対して位相差ψの色信
号が入力されたものとすると、以下の式に示され
るような形で色信号は周波数変換される。
周波数40fHの信号の位相、振幅の歪について説明
する。今、キヤリア信号に対して位相差ψの色信
号が入力されたものとすると、以下の式に示され
るような形で色信号は周波数変換される。
cos（2πfsc・ｔ＋ψ）・cos2π（fsc
＋40fH）ｔ＋cos（2πfsc・ｔ
＋ψ）×cos2π（fsc＋40fH）ｔ
＋cos（2πfsc・ｔ＋ψ）×kcos2π（fsc
−40fH）ｔ＝１／２〔cos2π｛（2fsc
＋40fH）ｔ＋ψ｝＋cos（2π・40fH・ｔ
−ψ）〕＋ｋ／２〔cos2π｛｛（2fsc−40fH）ｔ
＋ψ｝＋cos（2π・40fH・ｔ＋ψ）〕 ………(3)
（但し、ｋはキヤリア信号（周波数fsc＋40fH）
に対するスプリアス（周波数：fsc−40fH）のレ
ベル比） LPF５で周波数40fHの成分だけをとり出すと(3)
式から容易に分かるように、次式のようになる。
に対するスプリアス（周波数：fsc−40fH）のレ
ベル比） LPF５で周波数40fHの成分だけをとり出すと(3)
式から容易に分かるように、次式のようになる。
１／２cos（2π・40fH×ｔ−ψ）
＋ｋ／２cos（2π・40fH・ｔ＋ψ）
＝１／２cos（2π・40fH・ｔ−ψ）
＋Ｋ／２cos｛（2π・40fH・ｔ−ψ）＋2ψ｝
＝１／２cos（2π・40fH・ｔ−ψ）
＋Ｋ／２cos（2π・40fH−ψ）cos2ψ
−１／２sin（2π・40fH・ｔ−ψ）sin2ψ
＝１／２（１＋kcos2ψ）cos（2π・40fH・ｔ
−ψ）−Ｋ／２sin2ψsin（2π・40fH・ｔ
−ψ＝１／２√（１＋2）2＋（2
）2 cos｛（2π・40fH・ｔ−ψ −arctanKsin2ψ／１＋Kcos2ψ｝ ＝１／２√１＋2＋22・cos｛（2π・40f
H −ψ）−arctanKsin2ψ／１＋Kcos2ψ｝ ………(4) つまり、色信号の位相（すなわち色相）によ
り、変換された色信号の振幅は（１−ｋ）から
（１＋ｋ）まで、すなわち、本来の振幅から、±ｋ
だけ振幅比が変動する。位相も本来の位相ψから
±arctank変動する。このように、色信号の位相
（すなわち色相）により色飽和度、色相が変化し
てしまう。このように差周波数の信号成分を除去
すること、すなわち、m1n1＝m2n2とすることが
性能上重要である。このため、キヤリア信号発生
回路を集積回路に集積することにより、ICの最
大の長所である素子同士の比精度が極めて高いこ
とを利用される。ところがこの回路を第２図で示
す回路で実現する時次の問題を生じる。なおＲ１
〜Ｒ１７は抵抗、Ｑ１〜Ｑ１８はトランジスタ、
Ｅ１〜Ｅ３は定電圧源、Ｃ１〜Ｃ４は容量、１７
はfscの入力端、１６と１８はLPF６，７の出力
端である。
）2 cos｛（2π・40fH・ｔ−ψ −arctanKsin2ψ／１＋Kcos2ψ｝ ＝１／２√１＋2＋22・cos｛（2π・40f
H −ψ）−arctanKsin2ψ／１＋Kcos2ψ｝ ………(4) つまり、色信号の位相（すなわち色相）によ
り、変換された色信号の振幅は（１−ｋ）から
（１＋ｋ）まで、すなわち、本来の振幅から、±ｋ
だけ振幅比が変動する。位相も本来の位相ψから
±arctank変動する。このように、色信号の位相
（すなわち色相）により色飽和度、色相が変化し
てしまう。このように差周波数の信号成分を除去
すること、すなわち、m1n1＝m2n2とすることが
性能上重要である。このため、キヤリア信号発生
回路を集積回路に集積することにより、ICの最
大の長所である素子同士の比精度が極めて高いこ
とを利用される。ところがこの回路を第２図で示
す回路で実現する時次の問題を生じる。なおＲ１
〜Ｒ１７は抵抗、Ｑ１〜Ｑ１８はトランジスタ、
Ｅ１〜Ｅ３は定電圧源、Ｃ１〜Ｃ４は容量、１７
はfscの入力端、１６と１８はLPF６，７の出力
端である。
すなわち周波数fscの信号の位相を推移する90
度位相推移回路は、抵抗Ｒ２と容量Ｃ２からなる
IC内蔵抵抗及び容量で作られるLPFのそれぞれ
の抵抗Ｒ２と容量Ｃ２の両端信号から90度位相差
の信号を得る。しかし内蔵抵抗Ｒ２と内蔵容量Ｃ
２の絶対値精度は両者ともほぼ±30％程度と大き
くばらつく。このため両者の交流インピーダンス
が大きくばらつき周波数fscで90度位相差をもつ
信号の信号振幅も大きくばらつくことになる。こ
のため周波数fscの信号振幅成分m1、m2が等しく
ならず(2)式でもとめた周波数（fsc−40fH）のス
プリアス成分の振幅：１／２（m1n1−m2n2）が完全 に０とはならなくなる。なおn1とn2はデイジタル
的に作られ、２つのLPFも同一のIC内に集積す
れば、両者の互いに対応する素子の比精度が高く
なり、この２つのLPFの振幅、位相特性はほぼ
同一となり、ほぼn1＝n2となる。さらにICは少量
多品種よりも少品多量生産の方がコスト面で圧倒
的に有利になるため、ICに汎用性をもたせるの
が一般的である。この原理に従い、キヤリア発生
回路を含む色信号処理ICは外付け部品を変更す
るだけでNTSC方式及びPAL方式にも対応でき
るように工夫されている。しかし、NTSC方式と
PAL方式では色信号fscの周波数が異なる。この
ため色信号fscの90度位相推移回路の交流インピ
ーダンスばらつきが両方式で同程度となる中間の
値となる必要性がある。このため90度位相差のあ
る信号の振幅成分m1とm2のばらつきは大きくな
り、周波数（fsc−40fH）の信号成分が充分に消
去されず、色信号の位相と振幅に歪を生じさせ、
正しい色が再現できなくなる。
度位相推移回路は、抵抗Ｒ２と容量Ｃ２からなる
IC内蔵抵抗及び容量で作られるLPFのそれぞれ
の抵抗Ｒ２と容量Ｃ２の両端信号から90度位相差
の信号を得る。しかし内蔵抵抗Ｒ２と内蔵容量Ｃ
２の絶対値精度は両者ともほぼ±30％程度と大き
くばらつく。このため両者の交流インピーダンス
が大きくばらつき周波数fscで90度位相差をもつ
信号の信号振幅も大きくばらつくことになる。こ
のため周波数fscの信号振幅成分m1、m2が等しく
ならず(2)式でもとめた周波数（fsc−40fH）のス
プリアス成分の振幅：１／２（m1n1−m2n2）が完全 に０とはならなくなる。なおn1とn2はデイジタル
的に作られ、２つのLPFも同一のIC内に集積す
れば、両者の互いに対応する素子の比精度が高く
なり、この２つのLPFの振幅、位相特性はほぼ
同一となり、ほぼn1＝n2となる。さらにICは少量
多品種よりも少品多量生産の方がコスト面で圧倒
的に有利になるため、ICに汎用性をもたせるの
が一般的である。この原理に従い、キヤリア発生
回路を含む色信号処理ICは外付け部品を変更す
るだけでNTSC方式及びPAL方式にも対応でき
るように工夫されている。しかし、NTSC方式と
PAL方式では色信号fscの周波数が異なる。この
ため色信号fscの90度位相推移回路の交流インピ
ーダンスばらつきが両方式で同程度となる中間の
値となる必要性がある。このため90度位相差のあ
る信号の振幅成分m1とm2のばらつきは大きくな
り、周波数（fsc−40fH）の信号成分が充分に消
去されず、色信号の位相と振幅に歪を生じさせ、
正しい色が再現できなくなる。
本発明の目的は、上記した従来技術の欠点をな
しく、高価なフイルタを不良にしかつ性能を向上
させたキヤリア信号発生装置を提供することにあ
る。
しく、高価なフイルタを不良にしかつ性能を向上
させたキヤリア信号発生装置を提供することにあ
る。
本発明は、コンバータに入力される２つの周波
数fscの信号のそれぞれにリミツタをかけること
により、周波数fscの信号成分のばらつきをなく
し、不要成分の除去性能を向上させるものであ
る。
数fscの信号のそれぞれにリミツタをかけること
により、周波数fscの信号成分のばらつきをなく
し、不要成分の除去性能を向上させるものであ
る。
第３図に本発明を実施したキヤリア信号発生回
路の一ブロツク図を示す。２５はリミツタ回路
で、90度位相推移回路１１の出力信号にリミツタ
をかけ、90度位相差のある信号をコンバータ（掛
算器）８，９に供給する。
路の一ブロツク図を示す。２５はリミツタ回路
で、90度位相推移回路１１の出力信号にリミツタ
をかけ、90度位相差のある信号をコンバータ（掛
算器）８，９に供給する。
第４図に本発明のリミツタ回路の一実施例を示
し説明する。
し説明する。
Ｒ１８〜Ｒ２３は抵抗、Ｑ１９〜Ｑ２６はトラ
ンジスタ、Ｅ４は定電圧源である。ここで、抵抗
R2と容量C2の直列接続で構成される位相推移回
路の各部信号電圧のベクトル図を第６図に示す。
ンジスタ、Ｅ４は定電圧源である。ここで、抵抗
R2と容量C2の直列接続で構成される位相推移回
路の各部信号電圧のベクトル図を第６図に示す。
トランジスタQ2のベース部に生じる信号電圧
U〓RCは抵抗R2と容量C2が直列接続されているので
第６図に示されるように、容量C2の両端に生じ
る信号電圧UCと抵抗R2の両端に生じる信号電圧
U〓Rのベクトル加算に等しい。ここで、抵抗R2と
容量C2には同じ信号電源I〓Sが流れているので、信
号U〓R、U〓Cはそれぞれ U〓R＝R2I〓S ………(5) U〓C＝j2πfscC2I〓S ………(6) となる。(5)式から信号URは信号電流I〓Sと同相の信
号となり、(6)式から信号U〓Cは信号電流I〓Sと直交し
た信号となるので、第６図に示すように、抵抗
R2、容量C2の値にかかわらず、信号U〓CとU〓Rは90゜
異相の異なる信号となつている。トランジスタＱ
２０のベースには抵抗Ｒ２と容量Ｃ２の両端信号
をベクトル加算した周波数fscの信号U〓RCが入力さ
れ、トランジスタＱ２１，Ｑ２２のベースには容
量Ｃ２の両端信号U〓Cが入力され、トランジスタ
Ｑ２３のベースにはバイアス電位のみが入力され
ている。したがつて、差動対Ｑ２０，Ｑ２１で信
号U〓RCと信号U〓Cの差信号が増幅されるので、トラ
ンジスタＱ２１のコレクタには、（U〓RC−U〓C）成
分、すなわち第６図に示されるようにU〓R成分の
信号が、また差動対Ｑ２２，Ｑ２３で信号U〓Cと
直流成分の差信号が増幅されるので、トランジス
タＱ２２のコレクタには−U〓C成分の信号が得ら
れる。この両者の信号の位相差が第６図に示され
るように90度となる。トランジスタＱ２１，Ｑ２
２のコレクタに発生する信号の振幅は、各々の差
動差に入力される信号振幅差に、各々の差動対の
エミツタ抵抗とコレクタの負荷で決まる利得を掛
けたものとなる。例えば抵抗Ｒ２１，２２，２３
に流れる電流を0.4ｍＡとし、抵抗Ｒ１８，１９
の抵抗値を1KΩ、抵抗Ｒ２０を500Ωとすると、
差動対の利は差動対のベース電位がほぼ同電位の
ところでは約11.7dBとなるので、この利得が単
純に入力信号の振幅の範囲にわたつて保たれてい
るとすると、差動対の入力信号の差電圧が
0.2Vpp程の時、トランジスタＱ２１，２２のコ
レクタに発生する信号は約0.77Vpp、また0.3Vpp
の時は1.15Vpp程となる。しかし、実際は差動ト
ランジスタ対のリミツタ効果でトランジスタＱ１
９のエミツタ電位の上限が（E4−VBE）ボルト
（Ｖ）（VBE：ベース・エミツタ間電圧）に制限さ
れ、下限が電圧（E4−VBE−１×0.4）ボルト
（Ｖ）＝（E4−VBE−0.4）ボルト（Ｖ）に制限され
る。このように振幅が0.4Vppに制限され、リミ
ツタ回路となる。したがつてコンバータ８，９に
入力される周波数fscの信号は、正弦波波形の上
側と下側が制限された0.4Vppの台形波に近い波
形となる。このような波形の基本波（周波数：
fsc）成分は、フーリエ級数展開することにより
第５図に示すグラフとなる。なお信号振幅が
0.18Vpp程度であるＡ点は差動対トランジスタの
リミツタ効果が見え始める点である。第５図から
わかるとおり、信号UR、UCの振幅が大きくなれ
ばなるほど基本波の成分の増加は少なくなり値
４／πに近づく。例えば入力信号の振幅が0.2Vppか ら0.4Vppの値まで２倍異なる場合でも、出力信
号部分では1.25倍の差にしかならない。入力信号
の振幅が0.4V以上にすれば、入力信号の振幅の
ばらつきはほぼ無視できる。したがつてリミツタ
回路を用いることによりNTSC方式及びPAL方
式における抵抗Ｒ２、容量Ｃ２のインピーダンス
のバラツキによるキヤリア信号発生回路の周波数
（fsc−40fH）信号の発生はほぼなくなり、正しい
位相、飽和度の色信号が記録再生されることにな
る。
U〓RCは抵抗R2と容量C2が直列接続されているので
第６図に示されるように、容量C2の両端に生じ
る信号電圧UCと抵抗R2の両端に生じる信号電圧
U〓Rのベクトル加算に等しい。ここで、抵抗R2と
容量C2には同じ信号電源I〓Sが流れているので、信
号U〓R、U〓Cはそれぞれ U〓R＝R2I〓S ………(5) U〓C＝j2πfscC2I〓S ………(6) となる。(5)式から信号URは信号電流I〓Sと同相の信
号となり、(6)式から信号U〓Cは信号電流I〓Sと直交し
た信号となるので、第６図に示すように、抵抗
R2、容量C2の値にかかわらず、信号U〓CとU〓Rは90゜
異相の異なる信号となつている。トランジスタＱ
２０のベースには抵抗Ｒ２と容量Ｃ２の両端信号
をベクトル加算した周波数fscの信号U〓RCが入力さ
れ、トランジスタＱ２１，Ｑ２２のベースには容
量Ｃ２の両端信号U〓Cが入力され、トランジスタ
Ｑ２３のベースにはバイアス電位のみが入力され
ている。したがつて、差動対Ｑ２０，Ｑ２１で信
号U〓RCと信号U〓Cの差信号が増幅されるので、トラ
ンジスタＱ２１のコレクタには、（U〓RC−U〓C）成
分、すなわち第６図に示されるようにU〓R成分の
信号が、また差動対Ｑ２２，Ｑ２３で信号U〓Cと
直流成分の差信号が増幅されるので、トランジス
タＱ２２のコレクタには−U〓C成分の信号が得ら
れる。この両者の信号の位相差が第６図に示され
るように90度となる。トランジスタＱ２１，Ｑ２
２のコレクタに発生する信号の振幅は、各々の差
動差に入力される信号振幅差に、各々の差動対の
エミツタ抵抗とコレクタの負荷で決まる利得を掛
けたものとなる。例えば抵抗Ｒ２１，２２，２３
に流れる電流を0.4ｍＡとし、抵抗Ｒ１８，１９
の抵抗値を1KΩ、抵抗Ｒ２０を500Ωとすると、
差動対の利は差動対のベース電位がほぼ同電位の
ところでは約11.7dBとなるので、この利得が単
純に入力信号の振幅の範囲にわたつて保たれてい
るとすると、差動対の入力信号の差電圧が
0.2Vpp程の時、トランジスタＱ２１，２２のコ
レクタに発生する信号は約0.77Vpp、また0.3Vpp
の時は1.15Vpp程となる。しかし、実際は差動ト
ランジスタ対のリミツタ効果でトランジスタＱ１
９のエミツタ電位の上限が（E4−VBE）ボルト
（Ｖ）（VBE：ベース・エミツタ間電圧）に制限さ
れ、下限が電圧（E4−VBE−１×0.4）ボルト
（Ｖ）＝（E4−VBE−0.4）ボルト（Ｖ）に制限され
る。このように振幅が0.4Vppに制限され、リミ
ツタ回路となる。したがつてコンバータ８，９に
入力される周波数fscの信号は、正弦波波形の上
側と下側が制限された0.4Vppの台形波に近い波
形となる。このような波形の基本波（周波数：
fsc）成分は、フーリエ級数展開することにより
第５図に示すグラフとなる。なお信号振幅が
0.18Vpp程度であるＡ点は差動対トランジスタの
リミツタ効果が見え始める点である。第５図から
わかるとおり、信号UR、UCの振幅が大きくなれ
ばなるほど基本波の成分の増加は少なくなり値
４／πに近づく。例えば入力信号の振幅が0.2Vppか ら0.4Vppの値まで２倍異なる場合でも、出力信
号部分では1.25倍の差にしかならない。入力信号
の振幅が0.4V以上にすれば、入力信号の振幅の
ばらつきはほぼ無視できる。したがつてリミツタ
回路を用いることによりNTSC方式及びPAL方
式における抵抗Ｒ２、容量Ｃ２のインピーダンス
のバラツキによるキヤリア信号発生回路の周波数
（fsc−40fH）信号の発生はほぼなくなり、正しい
位相、飽和度の色信号が記録再生されることにな
る。
またリミツタ回路を用いることにより、入力端
子１７から入力される周波数fscの信号レベルを
小さくすることができ、コンバータのダイナミツ
クレンジを広くとれる。また、コンバータに入力
される90度位相差のある周波数fscの信号レベル
も0.3〜0.4Vpp程度でよく、コンバレータの差動
対トランジスタでのコレクタ・ベース容量等によ
るキヤリアリークに対しても有利となる。
子１７から入力される周波数fscの信号レベルを
小さくすることができ、コンバータのダイナミツ
クレンジを広くとれる。また、コンバータに入力
される90度位相差のある周波数fscの信号レベル
も0.3〜0.4Vpp程度でよく、コンバレータの差動
対トランジスタでのコレクタ・ベース容量等によ
るキヤリアリークに対しても有利となる。
なお、1/4分周回路２は、VCO１の発振周波数
が高く選ばれた場合、１／4m（ｍは正の整数）分周 回路でもよく、また信号切換回路３は、互いに
90゜の位相差をもち、水平周期毎にｎ×90度（ｎ
は正の整数）位相推移する２つの信号を発生する
回路であればよく、加算回路１０は、例えばコン
バータ８の出力信号に対しコンバータ９の出力信
号の位相が逆相である場合には、減算回路でもよ
い。
が高く選ばれた場合、１／4m（ｍは正の整数）分周 回路でもよく、また信号切換回路３は、互いに
90゜の位相差をもち、水平周期毎にｎ×90度（ｎ
は正の整数）位相推移する２つの信号を発生する
回路であればよく、加算回路１０は、例えばコン
バータ８の出力信号に対しコンバータ９の出力信
号の位相が逆相である場合には、減算回路でもよ
い。
以上説明したようにキヤリア信号発生回路の９
０度位相推移回路にリミツタ回路を挿入すること
により、NTSC方式及びPAL方式においても周
波数企scの信号振幅成分のばらつきをなくし、キ
ヤリア信号発生回路で生じる周波数（fsc−40fH）
の信号成分を消去することが可能となり、トラツ
プとその調整が不要になり、IC化した際、低コ
ストにでき、かつ色再現を正しくすることができ
る。
０度位相推移回路にリミツタ回路を挿入すること
により、NTSC方式及びPAL方式においても周
波数企scの信号振幅成分のばらつきをなくし、キ
ヤリア信号発生回路で生じる周波数（fsc−40fH）
の信号成分を消去することが可能となり、トラツ
プとその調整が不要になり、IC化した際、低コ
ストにでき、かつ色再現を正しくすることができ
る。
第１図は、従来のキヤリア信号発生回路のブロ
ツク図、第２図は、第１図の一部分の回路図、第
３図は、本発明を採用したキヤリア信号発生回路
の一実施例のブロツク図、第４図は、第３図の一
部の実施例の回路図、第５図は、入力信号振幅と
基本波成分との関係を示す特性図、第６図は位相
推移回路の信号電圧のベクトル図である。 １１……90度位相推移回路、２５……リミツタ
回路。
ツク図、第２図は、第１図の一部分の回路図、第
３図は、本発明を採用したキヤリア信号発生回路
の一実施例のブロツク図、第４図は、第３図の一
部の実施例の回路図、第５図は、入力信号振幅と
基本波成分との関係を示す特性図、第６図は位相
推移回路の信号電圧のベクトル図である。 １１……90度位相推移回路、２５……リミツタ
回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 水平周波数の整数倍の周波数で発振する第１
の発振器と、該第１の発振器の出力信号を１／4m （ｍは正の整数）分周する分周回路と、該分周回
路の出力信号から、互いに90゜の位相差を持ち、
それぞれ水平周期毎にｎ×90度（ｎは正の整数）
位相推移する２つの信号を発生する信号切換回路
と、該信号切換回路の一方の出力信号が入力され
る第１の周波数コンバータ回路と、前記信号切換
回路の他方の出力信号が入力される第２の周波数
コンバータ回路と、色副搬送波の周波数で発振す
る第２の発振器と、該第２の発振器の出力信号を
入力とする抵抗と容量の直列接続からなる位相推
移回路と、該位相推移回路の前記抵抗の両端部の
差信号と、前記抵抗と容量の接続点の信号をそれ
ぞれ振幅制限して増幅し、一方を前記第１の周波
数コンバータ回路に供給し、他方を前記第２の周
波数コンバータ回路に供給するリミツタ回路と、
前記第１の周波数コンバータ回路と第２の周波数
コンバータ回路の出力信号を演算する演算回路を
有することを特徴とするキヤリア信号発生回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20192182A JPS5992692A (ja) | 1982-11-19 | 1982-11-19 | キヤリア信号発生回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20192182A JPS5992692A (ja) | 1982-11-19 | 1982-11-19 | キヤリア信号発生回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5992692A JPS5992692A (ja) | 1984-05-28 |
| JPH0133079B2 true JPH0133079B2 (ja) | 1989-07-11 |
Family
ID=16449000
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20192182A Granted JPS5992692A (ja) | 1982-11-19 | 1982-11-19 | キヤリア信号発生回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5992692A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0720264B2 (ja) * | 1988-09-19 | 1995-03-06 | 三洋電機株式会社 | ビデオテープレコーダ |
-
1982
- 1982-11-19 JP JP20192182A patent/JPS5992692A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5992692A (ja) | 1984-05-28 |
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