JPS62185582A - セルビウス装置 - Google Patents
セルビウス装置Info
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- JPS62185582A JPS62185582A JP61026757A JP2675786A JPS62185582A JP S62185582 A JPS62185582 A JP S62185582A JP 61026757 A JP61026757 A JP 61026757A JP 2675786 A JP2675786 A JP 2675786A JP S62185582 A JPS62185582 A JP S62185582A
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- current
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 19
- 230000006698 induction Effects 0.000 claims description 8
- 230000010349 pulsation Effects 0.000 abstract description 5
- 230000001133 acceleration Effects 0.000 description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 230000004907 flux Effects 0.000 description 1
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- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の目的〕
(産業上の利用分野)
本発明はセルビウス装置における二次電流歪のため生じ
るトルク脈動が機械系の固有振動周波数と共振するとき
に過大トルクが発生し機械系破損の原因となるのを回避
する装置に関する。
るトルク脈動が機械系の固有振動周波数と共振するとき
に過大トルクが発生し機械系破損の原因となるのを回避
する装置に関する。
(従来の技術)
セルビウス装置で運転される巻線型誘導電動機の二次電
流、電圧の周波数はすべりSに比例する。
流、電圧の周波数はすべりSに比例する。
二次電流は回路の大きな直流リアクトルを通してほぼ平
滑された矩形波となる。
滑された矩形波となる。
第3図はこのようなセルビウス装置の従来回路を示すも
のであり主回路は1の電源、2のしゃ断器、3の巻線型
誘導電動機(以下電動機と称す)。
のであり主回路は1の電源、2のしゃ断器、3の巻線型
誘導電動機(以下電動機と称す)。
4のダイオードコンバータ、5の直流リアクトル。
6のサイリスクインバータで構成される。
又制御回路は7の速度基準設定器の信号が7Aの速度検
出回路の信号と8の速度制御回路で比較演算され電流基
準信号として11の電流検出回路の信号と9の電流制御
回路で比較演算される。10の位相制御回路でサイリス
タインバータ6のゲートを制御してインバータの出力電
圧を制御している。
出回路の信号と8の速度制御回路で比較演算され電流基
準信号として11の電流検出回路の信号と9の電流制御
回路で比較演算される。10の位相制御回路でサイリス
タインバータ6のゲートを制御してインバータの出力電
圧を制御している。
ところで電動機3の二次相電圧EU+ EV+ EVを
(1式)に示す E2は相電圧実効値 ω8=2πsf Sはすべり tは時間 fは電源1の周波数 ここで直流リアクトル4に流れる直流電流■。が一定と
した場合相電圧EU+ EV+ EVおよび相電流■い
IV+ IWの波形ならびに直流電圧E、の出力波形を
第2図に示す。
(1式)に示す E2は相電圧実効値 ω8=2πsf Sはすべり tは時間 fは電源1の周波数 ここで直流リアクトル4に流れる直流電流■。が一定と
した場合相電圧EU+ EV+ EVおよび相電流■い
IV+ IWの波形ならびに直流電圧E、の出力波形を
第2図に示す。
セルビウス装置中の電動機3の瞬時トルクは電動機3の
磁束がほぼ正弦波に近いので(2式)で示す瞬時2次入
力PGMをその時の角速度で割った値に比例する。
磁束がほぼ正弦波に近いので(2式)で示す瞬時2次入
力PGMをその時の角速度で割った値に比例する。
P2M= El・I U+ Ev−I y + Ell
・Iw−(2式)第2図の時間t□〜t2の間では直流
電流Idが実線のように一定値であれば相電流は(3式
)のように示すことが 出来るので(2式)のPzMは(4式)であられすこと
が出来る。
・Iw−(2式)第2図の時間t□〜t2の間では直流
電流Idが実線のように一定値であれば相電流は(3式
)のように示すことが 出来るので(2式)のPzMは(4式)であられすこと
が出来る。
PzM”’M’6 +E、+ I d−cos(ωst
−−)−(4式)PzMに比例する瞬時トルクはco
s(ωst −−)で脈動する。
−−)−(4式)PzMに比例する瞬時トルクはco
s(ωst −−)で脈動する。
(発明が解決しようとしている問題点)このようにセル
ビウス装置で運転するときの機械系の固有振動周波数を
fmとすれば脈動トルクの周波数は6Sf の整数倍に
なるので(5式)のすベリSが共振点になる。
ビウス装置で運転するときの機械系の固有振動周波数を
fmとすれば脈動トルクの周波数は6Sf の整数倍に
なるので(5式)のすベリSが共振点になる。
6nsf=fm −(!5式)
%式%
共振点では機械系に過大トルクが発生して機械系の疲労
や破損の原因となるため共振点近傍を運転範囲から除外
したりあるいは共振点を通過する必要があれば加減速度
を上げて機械共振が成長するまえに通過させる等の方法
をとっていたが、装置が複雑化し、又負荷の特性によっ
ては急加速することに問題があり不便をきたしていた。
や破損の原因となるため共振点近傍を運転範囲から除外
したりあるいは共振点を通過する必要があれば加減速度
を上げて機械共振が成長するまえに通過させる等の方法
をとっていたが、装置が複雑化し、又負荷の特性によっ
ては急加速することに問題があり不便をきたしていた。
本発明は以上の欠点に鑑みてなされたちで、その目的と
するところは脈動トルクの原因となる電流を制御するこ
とでその欠点を除去し円滑なセルビウス装置を提供する
ことにある。
するところは脈動トルクの原因となる電流を制御するこ
とでその欠点を除去し円滑なセルビウス装置を提供する
ことにある。
(問題点を解決するための手段)
本発明はその実施例を第1−図に示すようにダイオード
コンバータ4の整流された信号を得る二次電圧検出回路
13と電流制御回路9の出力信号を加算して位相制御回
路10に入力するようにし更に前記二次電圧検出回路1
3の出力信号とすべり速度演算回路12Aの出力信号を
除算回路12へ入力し、その出力信号と速度制御回路8
の出力信号を除算回路8Aに入力するようにする。
コンバータ4の整流された信号を得る二次電圧検出回路
13と電流制御回路9の出力信号を加算して位相制御回
路10に入力するようにし更に前記二次電圧検出回路1
3の出力信号とすべり速度演算回路12Aの出力信号を
除算回路12へ入力し、その出力信号と速度制御回路8
の出力信号を除算回路8Aに入力するようにする。
(作用)
従来技術で説明した(4式)の直流電流工。は一定と仮
定したが実際には第2図工υ+ IV+ Iw(又■d
1)に示すようにダイオードコンバータ出力電圧Ed1
によって脈動する電流となる。(6式)は直流電流工6
の変化を示す。
定したが実際には第2図工υ+ IV+ Iw(又■d
1)に示すようにダイオードコンバータ出力電圧Ed1
によって脈動する電流となる。(6式)は直流電流工6
の変化を示す。
本発明回路のように電流制御回路9の出力信号と二次電
圧検出回路13の出力信号を加算回路9Aで加算し位相
制御回路10の位相基準にすれば、電流制御回路9の信
号の変化に対して二次電圧検出回路13の信号eyは直
接サイリスクインバータ6の出力電圧を補正する。
圧検出回路13の出力信号を加算回路9Aで加算し位相
制御回路10の位相基準にすれば、電流制御回路9の信
号の変化に対して二次電圧検出回路13の信号eyは直
接サイリスクインバータ6の出力電圧を補正する。
第3図の従来回路において、速度制御回路8の出力は定
常時一定の直流電流基準信号となるが実際に流れる電流
は脈動する直流電圧Ed□により第2図に示す直流電流
Idxのように脈動してしまう。
常時一定の直流電流基準信号となるが実際に流れる電流
は脈動する直流電圧Ed□により第2図に示す直流電流
Idxのように脈動してしまう。
このためId1と、電流基準信号との偏差をなくすよう
に二次電圧検出回路13の信号が位相制御回路に作用し
て脈動電圧Ed□に対してインバータ出力電圧E IN
Vを補正する。結果は一定のIdとなるであろう。
に二次電圧検出回路13の信号が位相制御回路に作用し
て脈動電圧Ed□に対してインバータ出力電圧E IN
Vを補正する。結果は一定のIdとなるであろう。
次に(4式)より、瞬時人力P2Mに比例する瞬時トル
クはcos(ωst −−)で脈動するのでP2Mを一
定にするように直流電流工、を(7式)のように制する
。
クはcos(ωst −−)で脈動するのでP2Mを一
定にするように直流電流工、を(7式)のように制する
。
ここで二次電圧検出回路13の信号evは(8式)で示
すことが出来る ev:に+1/2+5E2CO6(ωst −−) −
(8式)但しに:比例定数 eVはすベリSに比例して変化するのですベリ速度演算
回路12AですベリS信号を作り除算回路】2でevを
除算しく9式)の信号eを得る。
すことが出来る ev:に+1/2+5E2CO6(ωst −−) −
(8式)但しに:比例定数 eVはすベリSに比例して変化するのですベリ速度演算
回路12AですベリS信号を作り除算回路】2でevを
除算しく9式)の信号eを得る。
e =に1cos(ωst −−) −(9式)但
しに□:比例定数 信号eで速度制御回路8の出力信号eSoを除算回路8
Aで除算すると(10式)の電流基準信号e。Pを得る
。
しに□:比例定数 信号eで速度制御回路8の出力信号eSoを除算回路8
Aで除算すると(10式)の電流基準信号e。Pを得る
。
電流基準信号e。、、は(7式)で示す直流電流■。2
にする信号であり、従って瞬時2次入力P2Mは一定と
なる。
にする信号であり、従って瞬時2次入力P2Mは一定と
なる。
(実施例)
以下図に示した実施例に基すいて本発明の詳細な説明す
る。
る。
第1図は本発明の一実施例を示すセルビウス装置である
。
。
ダイオードコンバーター1の出方電圧Ed□を二次電圧
検出回路13で検出し加算回路9Aで電流制御回路9の
出力信号と加算して位相制御回路1oの基−’/ − 型入力とすると直流脈動電圧Ed□の信号でサイリスタ
インバータ6の電圧が補正され直流電流を制御し易くな
る。
検出回路13で検出し加算回路9Aで電流制御回路9の
出力信号と加算して位相制御回路1oの基−’/ − 型入力とすると直流脈動電圧Ed□の信号でサイリスタ
インバータ6の電圧が補正され直流電流を制御し易くな
る。
次にすベリ速度演算回路12Aの出力信号で二次電圧検
出回路13の出力信号を除算回路12で除算してすベリ
に無関係な大きさの電動機3の瞬時二次電圧の脈動電圧
信号を検出する。除算回路12の出力信号は除算回路8
Aで速度制御回路8の出力信号を除算して(7式)に示
した電流基準信号にする。
出回路13の出力信号を除算回路12で除算してすベリ
に無関係な大きさの電動機3の瞬時二次電圧の脈動電圧
信号を検出する。除算回路12の出力信号は除算回路8
Aで速度制御回路8の出力信号を除算して(7式)に示
した電流基準信号にする。
本発明は以上説明したように、直流脈動電圧信号で直接
インバータ出力電圧を補正して更にこの脈動分で、電流
基準信号を制御して瞬時脈動トルクを一定に制御するこ
とが出来ることから、次の効果を得ることが出来る。
インバータ出力電圧を補正して更にこの脈動分で、電流
基準信号を制御して瞬時脈動トルクを一定に制御するこ
とが出来ることから、次の効果を得ることが出来る。
■ トルク脈動が、簡単な制御回路で抑制でき、従って
機械共振点でも安定に運転することが出来る。
機械共振点でも安定に運転することが出来る。
■ 従来回路で構成した、加速時の共振点をシフトする
回路も不要になり、装置のシンプル化を達成することが
出来る。
回路も不要になり、装置のシンプル化を達成することが
出来る。
第1図は本発明の制御ブロック図、第2図は電動機電圧
、電流直流電圧、電流の波形図、第3図は従来装置の制
御ブロック図である。 1・・・電源 2・・・しゃ断器3・・・巻線
型誘導電動機 4・・・ダイオードコンバータ 5・・・直流リアクトル 6・・・サイリスクインバータ 7・・・速度基準7A
・・・速度検出回路 8・・・速度制御回路8A・・・
除算回路 9・・・電流制御回路9A・・・加算回路
10・・・位相制御回路11・・・電流検出回路
12・・・すべり速度演算回路12A・・・除算回路
13・・・二次電圧検出回路es?・・・速度基準信
号 eQF・・・電動機速度信号es0・・速度制御回
路出力信号 e・・・すベリ信号 eer・・・電流基準信号ec
p・・・電流信号 e。・・・電流制御信号eP・・
・2次電圧信号 e PHC・・・位相制御信号Ev・
・U相二次相電圧 Ev・・・■相二次相電圧Ew・・
・W相二次相電圧 IU・・・U相二次電流1v・・・
V相二次電流 Ity=W相二次電流E、・・・直流
平均電圧 E、□・・・直流脈動電圧Id・・・直流
平均電流 ■6□+Id2・・・直流脈動電流 代理人 弁理士 則 近 憲 佑 同 三俣弘文 第3図 第2図
、電流直流電圧、電流の波形図、第3図は従来装置の制
御ブロック図である。 1・・・電源 2・・・しゃ断器3・・・巻線
型誘導電動機 4・・・ダイオードコンバータ 5・・・直流リアクトル 6・・・サイリスクインバータ 7・・・速度基準7A
・・・速度検出回路 8・・・速度制御回路8A・・・
除算回路 9・・・電流制御回路9A・・・加算回路
10・・・位相制御回路11・・・電流検出回路
12・・・すべり速度演算回路12A・・・除算回路
13・・・二次電圧検出回路es?・・・速度基準信
号 eQF・・・電動機速度信号es0・・速度制御回
路出力信号 e・・・すベリ信号 eer・・・電流基準信号ec
p・・・電流信号 e。・・・電流制御信号eP・・
・2次電圧信号 e PHC・・・位相制御信号Ev・
・U相二次相電圧 Ev・・・■相二次相電圧Ew・・
・W相二次相電圧 IU・・・U相二次電流1v・・・
V相二次電流 Ity=W相二次電流E、・・・直流
平均電圧 E、□・・・直流脈動電圧Id・・・直流
平均電流 ■6□+Id2・・・直流脈動電流 代理人 弁理士 則 近 憲 佑 同 三俣弘文 第3図 第2図
Claims (2)
- (1)速度基準と、巻線型誘導電動機の速度を検出する
速度検出回路と、前記速度基準と前記速度検出回路の出
力信号を入力する速度制御回路と、前記速度制御回路の
出力を電流基準として前記巻線型誘導電動機の二次電流
を制御する電流制御回路と、前記電流制御回路の出力を
位相基準として入力する位相制御回路とを少なくとも含
むセルビウス装置において、整流された前記巻線型誘導
電動機の二次電圧信号を得る電圧リップル検出回路と、
前記電流基準を前記電圧リップル検出回路の出力で除算
する除算回路を具備したことを特徴とするセルビウス装
置。 - (2)電圧リップル検出回路が、整流された前記巻線型
誘導電動機の二次電圧を検出する二次電圧検出回路と、
前記巻線型誘導電動機のすべり速度を演算するすべり速
度演算回路と、前記二次電圧検出回路の出力信号を前記
すベり速度演算回路の出力信号で除算する除算回路から
成ることを特徴とする特許請求の範囲第1項記載のセル
ビウス装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP61026757A JPS62185582A (ja) | 1986-02-12 | 1986-02-12 | セルビウス装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP61026757A JPS62185582A (ja) | 1986-02-12 | 1986-02-12 | セルビウス装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS62185582A true JPS62185582A (ja) | 1987-08-13 |
Family
ID=12202151
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP61026757A Pending JPS62185582A (ja) | 1986-02-12 | 1986-02-12 | セルビウス装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS62185582A (ja) |
-
1986
- 1986-02-12 JP JP61026757A patent/JPS62185582A/ja active Pending
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