JPS62126892A

JPS62126892A - インバ−タ装置

Info

Publication number: JPS62126892A
Application number: JP60265466A
Authority: JP
Inventors: Yuzo Takakado; 祐三高門
Original assignee: Shinko Electric Co Ltd
Current assignee: Shinko Electric Co Ltd
Priority date: 1985-11-26
Filing date: 1985-11-26
Publication date: 1987-06-09

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】「産業上の利用分野］このη：明は、商用ｆＩ！源で定速運転している銹導電
動機イ！、可変周波数可変電圧制御のインバータ装置に
切換えて運転する場合、あるいは、インバータ装置で運
転していた誘導電動機が停電にてフリーランに入り、そ
の後復瓜して再びインバータで運転する場合等に、直ち
に運転再開できるようにしたインバータ装置に関する。

［従来の技術］誘導電動機の駆動電源を商用１ｎＲからインバータ装置
に切換えたり、インバータ装置にて運転中に停電によっ
てフリーラン状態になった誘導Ｉ１１動機を、復電後再
びインバータ装置で運転する場合等には、フリーラン状
態で残留電圧を持つ誘導電動機の電圧振幅や位相と、復
ｍ後再接続するインバータ装置のそれとの不一致による
過電流が流れることが多い。

このような不都合を回避するためには、誘導電動機の残
留電圧が十分減少し、前記過電流が発生しなくなった時
点で、インバータ装置をゼロ電圧あるいは減電圧始動す
るのが普通である。

第５図および第７図は、この種の機能を備えた従来のイ
ンバータ装置の構成を示すものである。

第５図に４；いて、１はインバータである。インバータ
■は、商用電源Ｇから送られてくる一定周波数、一定電
圧（電圧ＶＬ）の３相交流を受電し、可変電圧可変周波
数の３相交流４出力する。この３相交流は銹、導電動機
２に供給される。このとき、誘導電動機２の端子電圧は
、電圧検出用トランス３によって検出され、誘導１１動
機電圧（以下、モータ電圧という）ＶＭとして制御回路
４に供給される。制御回路４は、モータ電圧ＶＭの周波
数を変換してインバータｌの周波数指令Ｆｃを形成する
。インバータＩは、この指令Ｆｃに基づいて、制０１１
信号を作り、この制御信号によってインバータＩ内のト
ランジスタ群を順次をオン／オフして、上記３相交流を
形成４゛る。

一方、商用電源Ｇの停電は、停電検出切換回路５によっ
て検出される。停電検出切換回路５は、停電を検出する
と、第６図に示す手順で時間制御を行い、復電後の運転
ｊＩＮ開を行う。

すなわち、停電検出切換回路５は、第６図の時刻口に停
電を検出すると直ちにインバータ１にオフ指令を出し、
インバータ１の出力を停止さＵる（同図（ホ））。この
ため、誘導電動機２はフリーランの状態になり、モータ
電圧ＶＭが次第に低下する（同図（ロ））。同時に、停
電検出切換回路５は、誘導電動機２の残留電圧ＶＭ（以
下、フリーラン時のモータ電圧ＶＭを残留電圧ＶＭとい
う）が十分に減衰する時間′ｒを計時しく同図（ニ））
、復電したことと時間′ｒが経過したこととの論理積に
よって、復電後のオン指令をインバータ１に与える（同
図の時刻ｔ２）。

一方、制御回路４は、誘導電動機２の残留電圧ＶＭから
フリーラン回転数に対応する周波数指令Ｐｃを演算しく
同図（ハ））、インバータ１に時々刻々供給している。

復電後オン指令を受けたインバータ１は、減電圧立ち上
がり期間■（同図の時刻ｔ２〜【３）の間、次第に出力
電圧を上げ、次の設定周波数立ち上げ期間■（同図の時
刻ｔ３〜ｔ４）の間、Ｖ／Ｆ比を所定値に保ちつつ、出
力周波数Ｆ　ｃで停電前の出力周波数ｒｃまで徐々に復
帰する。そして、時刻ｔ４に正常運転■へ移行する。

なお、これらの制御はすべて時間制御で行なわれる。ま
た、停電の期間、制御回路４や停電検出切換回路５か必
要とする電ツノは微少であるので、コンデンザＣ等にＷ
Ｉ′えられた電荷により供給される。

上記停電検出切換回路５の動作を、時間制御ではなく、
誘導電動機■の残留電圧ＶＭの振幅レベルで行うように
することも可能である。第７図は、この構成を示すブロ
ック図、第８図は、動作を示す波形図である。波形図か
ら分かるように、誘導電動機監の残留電圧ＶＭが所定の
電圧まで減衰した時刻Ｅ２に、制御回路４から停電検出
切換回路５に信号ａが供給され、これによって、インバ
ータ１のオン動作が行なわれる。

し発明が解決しようとする問題点］ところで、上述した従来のインバータ装置においては、
商用周波数の数ザイクル程度の短時間の停電にしてら、
誘導電動４ｍ＋の残留電圧時定数相応のフリーラン期間
（第６．８図の■；０．２〜０゜６秒程度）を設定しな
ければならなかった。このため、このフリーラン期間と
、電圧Ｍち上げに要する期間との間に、誘導電動機１の
回転数が大幅に低下してしまうことがあった。特に、こ
の不都合は低慣性負荷のときに顕著であった。

この発明は、このような背景の下になされたもので、停
電時間の長短にかかわらず、復電後直ちにインバータを
再始動し、停止１期間の誘導１！１動機の回転数の低下
を最小にし、停電による設備への運転障害を最小に抑え
たインバータ装置を提供することを目的とする。また、
商用電源からインバータ装置に切換える際にも、切換に
要するフリーラン期間を最短とし、回転数低下を最小に
止どめることのできるインバータ装置を提供することを
目的とする。

［問題点を解決するだめの手段］上記問題点を解決するためにこの発明は、ＰＷＭ回路の
出力信号により逆変換器のスイッチング素子をオン／オ
フして＼可変周波数、可変電圧の交流を出力し、交流電
動機を駆動制御するインバータ装置において、このイン
バータ装置への電源ｔＩ（給が停止されたことを検出し
前記インバータ装置の出力を停止する検出手段と、前記
交流電動機の端子電圧を検出する電圧検出手段と、前記
端子電圧とＰＷＭ回路の出力電圧との位相差を検出する
位相同期側、ｍ回路と、６７５記電源供給停止時の前記
端子電圧に対応する値を保持し、この保持された値と電
源供給停止後の端子電圧の対応値との比を出力する電圧
制御回路と、前記位相同期制御回路の出力によって前記
交流電動機の端子電圧の位相と１γ１記１’ＷＭ回路の
出力の位相とが一致するように周波数指令を補正すると
ともに、前記電圧制９１１回路の出力によってｎｑ記Ｐ
ＷＭ回路の出力振幅と前記端子電圧とが相応するように
前記電圧指令を補正し、補正された指令を前記Ｐ　Ｗ　
ＭＮ路に供給するｈｌｉ正手段とを具備することを特徴
とする。

［作用　］Ｌ記構成によれば、位相同期制御回路によって、交流電
動機の端子電圧の位相と、ＰＷＭ回路の出力の位相との
差が検出され、この差によって交流電動機の端子ｍｕと
ＰＷＭ回路の出力の周波数および位相が一致するように
フィードバック制御される。また、ＰＷＭ回路の出力電
圧は、電圧制御回路の出力によって、フリーラン中の交
流電動機の端子電圧（残留電圧）に比例するようにフィ
ードバック制御される。この結果、インバータの出力電
圧と交流電動機の端子電圧とは、周波数、位相および電
圧が常に一致し、復電後に直ちにインバータを投入して
も、インバータに過大な電流が流れることはない。なお
、停電時には、インバータ装置の出力はカットされてお
り、インバータの出力電圧は実際には出力されない。し
かし、インバータ内部の振幅、位相および周波数の指令
とインバータの出力電圧とは対応しているから、この指
令を制御することにより、交流電動機の端子電圧とイン
バータ装置の出力とを一致させることができる。

Ｃ実施例］以下、図面を餐照して、本発明の詳細な説明する。

第１図は、この発明の一実施例によるインバータ装置の
構成を示すブロック図である。図において、１０はイン
バータである。インバータ１０は、商用電源Ｇから３相
交流（電圧■１．）を受電し、可変周波数、可変電圧の
３相交流を出力するもので、順変換器Ｉ２から出力され
る直流を、逆変換器！３によって交流に変換する。この
逆変換器１３は６個のトランジスタを中心に構成され、
ＰＷＭ（パルス幅変調）による制御を受１ノでいる。

このインバータｌＯは、周波数指令ｒから、電圧指令Ｖ
ａと周波数指令Ｆとを形成するＶＦパターン回路！４と
、この゛、ｔｔ圧指令Ｖａに１より小さい値Ｋを乗じて
電圧指令■を作る乗算器１５と、各指令Ｖ、Ｆによって
ＰＷＭを行うＩ）ＷＭ回路１６と、ＰＷＭ回路１６の出
力を増幅して逆変換器１３のトランジスタをオン／オフ
制御するドライバ回路１７と、ドライバ回路１７を停止
させるためのスイッチング素子！８とから構成されてい
る。

なお、ドライバ回路１７はアイソレージジンアンプで構
成されている。

」二記インバータｌＯは、再始動制御回路２０によって
制御される。１ｒ＃始動制御回路２０は、モータ電圧Ｖ
ＭとＩ）　Ｗ　Ｍ信号Ｖ−１’ＷＭとから、これら両者
の位相偏差信号Δｒを作る位相同期制御回路３０と、停
電直面のモータ電圧７Ｍ１７１Ｉ値を１（；１と無次元
化処理し、停電の間減衰するモータ残留電圧ＶＭに比例
して値Ｋを減少させるｔ１１圧制御回路４０と、停電を
検知して、上記スイッチング素子１８にオン／オフ信号
りを供給する一方、前記位相同期制御回路３０と電圧制
ｇ１１回路４０とｌこオン／オフ信号りを出力する停電
検出回路５０とから構成される。なお、前記信号ｆ）、
ｒ）によって、停電時には、スイッチング素子１８がオ
フされ、位相同期制御回路３０と電圧制御回路４０内の
スイッチング素子３４ａ、４３ａ（第２．３図参照）が
オンされるようになっている。

位相同期制御回路３０は、モータ電圧検出用トランス３
から出力されるモータ電ハ（停電時は残留電圧となる）
ＶＭと一１ＰＷＭ回路■６から出力されるＰ　ＷＭ？ｌ
！圧Ｖ−ＰＷＭとを突き合わせて１、これらの位相差に
応じた位相偏差出力Δｒを出力するもので、その詳細は
第２図に示す通りである。

この図において、３Ｉはモータ電圧ＶＭを積分して積分
電圧Ｖ　Ｍ　／　ｓを出力する積分要素、３２は前記積
分電圧Ｖ　Ｍ　／　ｓの波形を整形し、積分電圧Ｖ　Ｍ
　／　ｓが正のときには「１」、負のときには［−ＩＪ
を出力する波形整形要素、３３はｐ　ｗ　、１．（１３
号゛Ｖ−ｒ’ＷＭと波形整形要素の出力とを同期整流す
る位相差増幅器、３４は停電時に（、このとき同図のス
イッチ３４８がオン）、位相差増幅’／、：＋　３３の
出力を位相偏差信号Δｒとして遅れなく出力する一方、
復１時に（同スイッチ３４ａがオフ）、位相偏差信号Δ
「を１次遅れでゼ【ｌ値に減衰さＵる１次遅れ要素であ
る。

ここで、上記位相差増幅器３３は、ＰＷＭ信号ｖ　−１
）　Ｗ　Ｍ　ｈ＜正のとき「１」、ゼロのときｒ−Ｉ　
Ｊｌこ切替わるスイッチング素子３３ａと、ごのスイッ
チング素子、３３ａの出力と波形整形要素３２の出力と
を乗算する乗算器３３ｂと、乗算結果を増幅する増幅器
３３ｃとからなっている。また、１次遅れ要素３４は、
°停電時にオンとなるスイッチング素子３４ａと、増幅
Ｅ３４ｂと、この増幅器３４ｂの入力側に並列に挿入さ
れたコンデンサ３４ｃと抵抗３４ｄとからなる。

この位相同期制御回路３０によれば、モータ電圧ＶＭは
積分要素３１により積分されて９０°遅相され、波形整
形回路３２によりＮＪかＩ−Ｈの２値をとる矩形波にな
る。一方、ＰＷＭ信号Ｖ−ＰＷＭはスイッチング素子３
３ａによって２値に変換され、これらが乗算器３３ｂで
乗算される。

従って、モータ電圧ＶＭとＰＷＭ信号Ｖ−ＰＷＭとが同
位相であれば、モータ電圧ＶＭが９０゜遅相されている
ことにより、位相増幅器３３の出力はゼロになる。また
、互いに位相がずれていれば、このずれに応じて、位相
増幅器３３の出力は正または負に変化する。

次に、電圧制御回路４０は、モータ残留電圧ＶＭに比例
させて値Ｋ（以下、減電圧係数という）を減するもので
、第３図の構成をとっている。図において、４１はモー
タ電圧ＶＭの積分電圧ＶＭ／、Ｓを整流して、モータ電
圧ＶＭのＪ、Ｉ；水波に対応する直流信号を出力する整
流要素、４２はアナログ信号とデジタル信号とを乗算し
てアナログ信号を出力する乗算要素、４３は乗算要素４
２の出力を停電時には遅れなく出力し、復電時には！次
遅れでフルスケール値（Ｋ＝１）に復帰する１次遅れ要
素、４４はＮＪ倍信号ら乗算器Ｔ、４２の出力を減算し
、正のときに“Ｉ−１”レベル、負のときに“し”レベ
ルを出力するコンパレータ、４５はクロックφを計数す
るアップダウンカウンタであ、る。

ここで、乗算要素４２は、データ入ノＪ端にアップダウ
ンカウンタ４５の出力が供給され、基準電圧端に整流要
素４１の出力が供給されるＤ／Ａコンバータからなり、
これらの乗算結果をアナログ信号として出力する。、ま
た、１次遅れ要素４３は、停電時にオンとなるスイッチ
ング素子４３ａと、増幅器４３ｂと、この増幅器４３ｂ
の入力側に接続されたコンデンサ４３ｃと、抵抗４３ｄ
とからなり、停電時には乗算要素４２の出力を減電圧係
数にとして直ちに出力ずろ一方、復１ｕ時には１次遅れ
でフルスケール値（「Ｎ）に復帰する減電圧係数Ｋを出
力する。更に、アップダウンカウンタ４５は、ホールド
端にオン／オフ信号ｏ　ｈ＜　ｔ＋ｂ給されており、停
電時にホールトされる。また、Ｕ／Ｄ端にコンパレータ
４４の出力が供給されている。このため、乗算要素４２
の出力が「１」より大きくなるとコンパレータ４４の出
力が“Ｉ７”レベルになってアップダウンカウンタ４５
はダウンカウントし、乗算器ｔ、４２の出力がｒＩＪよ
り小さくなるとコンパレータ４４の出力が“１ルベルに
なってアップダウンカウンタ４５はアップカウントする
。従って、乗算要素４２の出力は常にｒｌＪに維持され
る。

このＪ−うな電圧制御回路４０によれば、非停止時には
、スイッチング素子４３ａがオフで、コンデンサ４３ｃ
が抵抗４３ｄを介して「１」まで充電されるから、減電
圧係数にの定常値は「１」になる。

また、モータ電圧ＶＭの値にかかわらず、乗算要素の出
力がＮＪに保たれるため、アップダウンカウンタ４５に
はモータ電圧ＶＭに反比例する値かセットされ、この値
か停電開始時にホールドさ４する。

、すなわち、停電が始まると、停電ｉ１′ｉ前のモータ
Ｔ［ＵＥＶＭに反比例する値がアップダウンカウンタ４
５にホールドされ、また、同時にスイッチング素子４３
ａがオンとなって、乗算要素４２の出力が増幅器４３・
ｂを介して直、らに出力される。なぜならば、１次遅れ
用のコンデンサ４３ｃは、はぼ無インピーダンスで充放
電されるからである。この結果、減電圧係数には、停電
直前のモータ電圧ＶＭを１とし、以後、フリーラン中の
モータ残留電圧ＶＭに比例する値をとることとなる。

なお、減電圧係数Ｋが追随べき値として、モータ電圧Ｖ
Ｍを一回積分した値Ｖ　Ｍ　／　ｓを選んだことにより
、減電圧係数１くは、モータ残留電圧ＶＭに追随すると
いう、Ｊりら、残留磁束に追随するという方がより正確
であるか、便宜上、上記のように表現した。

また復電時には、スイッチング素子４３ａが再びオフと
なるから、コンデンサ４３ｃは？Ｊｕ抗４３ｄとの時定
数で充電され、減電圧係数１（は徐々に「ＩＪに復帰す
る。

再び第１図に戻り、」―述のようにして（（１られた位
相偏差信号へｒは、偏差検出点６０にＯｌ、給される。

偏差検出点６０は、１．＋Ｊ波数指令「Ｃから位相偏差
信号ΔＦを減じ、これをｈｎｎ後後周波数指令ｒとして
、ＶＦパターン回路１４の入力端に供給する。

次に、第４図のタイムヂャートを参照して、この実施例
の動作を説明する。

まず、非停電時は、第１図のスイッチング素子１８がオ
ン、第２図のスイッチング素子３４ａ。

および第３図のスイッチング素子４３ａがオフとなって
いる。従って、位相偏差信号Δ「＝０、減電圧係数に＝
１に維持される。すなわち、周波数指令ｒｃが、偏差検
出点６ｏを介して、そのままの値でＶＦパターン回路１
４に供給されるとともに、ＶＦパターン回路１４から出
力された周波数指令Ｆおよび電圧指令Ｖａがそのままの
値でＰＷＭ回路１６にＯ（給されて、インバータ１ｏの
運転が行なわれる。

次に、第４図の時刻口に、停電が発生ずると、停？１１
検出回路５（］がこれを検出し、オン／オフ信号Ｄ／ｆ
）を逆転して、スイッチング素子１８をオフしてインバ
ータ１０を停止する。これによって、インバータ１０は
直ちに出力を切り、コンデンサＣの急速な放電を防ぐ（
第４図（ハ））。そして、再始動制御回路２０への供給
電力はコンデンサＣがら得られる。この場合、１Ｔｔ力
消費ｍは微少なので、数秒の間は電力供給可能である。

インバータＩＯが停止されると、誘導電動機２がフリー
ラン状態となり、モータ残留電圧ＶＭは次第に低下する
（第４図（ニ））。また、モータ回転数の低下に相応し
て、モータ残留電圧ＶＭの周波数も低下する。

一方、上記時刻【１には、スイッチング素子３４ａ、４
３ａがともにオンとなる。この結果、電圧制御回路４０
から出力される減電圧係数Ｋが、モータ残留電圧ＶＭの
振幅に比例して時々刻々低下し、Ｐ　Ｗ　Ｍ回路１６に
供給される電圧指令Ｖも残留電圧ＶＭに比例して減少す
る（第４図（ト）の時刻ｔ１〜ｔ２）。

また、位相同期制御回路３０は、ＰＷＭ信号■−ｒ’Ｗ
Ｍとモータ残留電圧ＶＭの位相偏差に相当する位相偏差
信号Δ「を出力しく第４図（へ））、これを偏差検出点
６０に供給する。偏差検出点６０は、周波数指令ｆｃか
ら位相偏差信号ΔＦを引いて、補正後の周波数指令「を
作り、これをＶ■２パターン回路１４に供給１−る。Ｖ
　Ｆパターン回路Ｉ４は、補正後の周波数指令ｆによっ
て周波数指令Ｆと電圧指令Ｖａとを形成する。周波数指
令ＦはそのままＰＷＭ回路１６に供給される。一方、電
圧指令Ｖ、ａは乗算器１５で減電圧係数にと掛は合わさ
れて修正され、電圧指令Ｖとしてｌ’　Ｗ　Ｍ回路１６
に供給される。ＰＷＭ回路１６は、指令Ｆ、Ｖによって
ｒ’ＷＭ制御を行う。

こうして、再始動制御回路２０は、モータ残留電圧ＶＭ
を指令信号とし、ＰＷＭ信号Ｖ−ＰＷＭをフィードバッ
ク信号とする、一種のＰＬＬ回路として作動し、停電の
間、ＰＷＭ信号Ｖ−ＰＷＭの位相および周波数釜モータ
残留電圧ＶＭのそれと一致させる。なお、第１図におい
ては、電圧ＶＭ、Ｖ−ＰＷＭとも単線で表したが、単相
、２相５．３相、いずれの場合も同様の処理で、同相ど
うしを制御すればよい。

次に、時刻Ｌ２に復電すると、停電検出回路５０がこれ
を検出し、主回路のコンデンサＣが十分に充電された１
時刻（３に、オン／オフ信号Ｄ／１５を発する。これに
よって、スイッヂング素子１８゛がオンとなり、インバ
ータ１０は直ちに出力電圧を出す。また、スイッヂング
素Ｔ−３４ａおよび４３ａがオフとなり、位相同期制御
回路３０の出力Δｒが１次遅れで漸減する一方、減電圧
係数には、Ｋ＝１なるフルスケール値に１次遅れで漸増
する。

二のため、ＰＷＭ回路１６への周波数指令Ｆおよび電圧
指令Ｖは停電前の値に徐々に回復し、時刻Ｌ４に正常運
転に戻る。

こうして、゛不実施例にあっては、復電後のインバータ
装置投入時のＩ）ＷＭ信号Ｖ−ＰＷＭとモータ残留電圧
ＶＭとは、周波数、位相および振幅がいずれも一致して
いるなめ、過渡的な過大電流が流れることはない。また
、残留電圧ＶＭを、再投入時のインバータ゛出力電圧の
初期値としている関係上、停電時間が短ければ短いほど
、もとのモータ電圧に復帰する時間も短くなるという利
点ら得られる。

なお、上記実施例は、誘導電動機の場合について説明し
たが、同期電動機の場合についても、復電後のインバー
タ投入時に、モータ電圧とインバータ電圧の周波数、位
相および振幅を一致さｕ１投入時の過渡電流を防止する
必要があり、この発明によるインバータ装置をそのまま
適用することが可能である。

また、上記実施例は、インバータ装置にて誘導電動機を
駆動しているときに、停電が生じた場合を例にとって説
明したが、これに限らず、商用電源からインバータ装置
に切り換えるときにも同様に適用可能である。

［発明の効果］以上説明したように、この発明は、モータ残留電圧の周
波数、位相および振幅と、インバータ出力電圧のそれと
が常に一致するようにしたから、復電後、ないしは商用
電源からインバータ装置へ切換える際、停電時間の長短
にかがイつらず、直ちにインバータ装置投入が可能であ
る。この結果、数１０ｍ５程度の瞬間停電のときに、非
駆動系の回転数低下をほとんどきたすことなく、継続運
転が可能である。特に、回転数の低下が製品の不良に直
結するような生産設備、始動手続きが非常に繁雑となる
設備等に適用して極めて１Ｔ用である。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例によるインバータ装置の構
成を示すブロック図、第２図は位相同期制御回路の構成
を示すブロック図、第３図は電圧制御回路の構成を示ｉ
“ブロック図、第４図は上記実施例の動作を説明４゛る
ための波形図、第５図、第７図は従来のインバータ装置
の構成を示すブロック図、第６図、第８図はこれらのイ
ンバータ装置の動作を説明するための波形図である。２・・・・・・誘導電動機、３・・・・・・電圧検出用
トランス（電圧検出手段）、ｌＯ・・・・・・インバー
タ、■３・・・・・逆変換器、１５・・・・・・乗算器
、１Ｇ・・・・・・ＰＷＭ回路、２０・・・・・・再生
始動制御回路、３０・・・・・位相同期制卸回路、４０
・・・・・電圧制御回路、５０・・・・・・停電検出回
路（検出手段）、６０・・・・・・偏差検出点（以上、
１５．６０は補正手段）。

Claims

【特許請求の範囲】

ＰＷＭ回路の出力信号により逆変換器のスイッチング素
子をオン／オフして、可変周波数、可変電圧の交流を出
力し、交流電動機を駆動制御するインバータ装置におい
て、このインバータ装置への電源供給が停止されたこと
を検出し前記インバータ装置の出力を停止する検出手段
と、前記交流電動機の端子電圧を検出する電圧検出手段
と、前記端子電圧とＰＷＭ回路の出力電圧との位相差を
検出する位相同期制御回路と、前記電源供給停止時の前
記端子電圧に対応する値を保持し、この保持された値と
電源供給停止後の端子電圧の対応値との比を出力する電
圧制御回路と、前記位相同期制御回路の出力によって前
記交流電動機の端子電圧の位相と前記ＰＷＭ回路の出力
の位相とが一致するように周波数指令を補正するととも
に、前記電圧制御回路の出力によって前記ＰＷＭ回路の
出力振幅と前記端子電圧とが相応するように前記電圧指
令を補正し、補正された指令を前記ＰＷＭ回路に供給す
る補正手段とを具備することを特徴とするインバータ装
置。