JPH069596Y2 - インバ−タ装置の同期制御回路 - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この考案は、商用電源で定速運転している誘導電動機
を、可変周波数可変電圧制御のインバータ装置に切換え
て運転する場合、あるいは、インバータ装置で運転して
いた誘導電動機が停電にてフリーランに入り、その後復
電して再びインバータで運転する場合等に適用して好適
なインバータ装置の同期制御回路に関する。

［従来の技術］ 誘導電動機の駆動電源を商用電源からインバータ装置に
切換えたり、インバータ装置にて運転中に停電によって
フリーラン状態になった誘導電動機を、復電後再びイン
バータ装置で運転する場合等には、フリーラン状態で残
留電圧を持つ誘導電動機の電圧振幅や位相と、復電後再
接続するインバータ装置のそれとの不一致による過電流
が流れることが多い。

このような不都合を回避するためには、誘導電動機の残
留電圧が十分減少し、前記過電流が発生しなくなった時
点で、インバータ装置をゼロ電圧あるいは減電圧始動す
るのが普通である。

第５図および第７図は、この種の機能を備えた従来のイ
ンバータ装置の構成を示すものである。

第５図において、１はインバータである。インバータ１
は、商用電源Ｇから送られてくる一定周波数、一定電圧
（電圧ＶＬ）の３相交流を受電し、可変電圧可変周波数
の３相交流を出力する。この３相交流は誘導電動機２に
供給される。このとき、誘導電動機２の端子電圧は、電
圧検出用トランス３によって検出され、誘導電動機電圧
（以下、モータ電圧という）ＶＭとして制御回路４に供
給される。制御回路４は、モータ電圧ＶＭの周波数を変
換してインバータ１の周波数指令Ｆｃを形成する。イン
バータ１は、この指令Ｆｃに基づいて、制御信号を作
り、この制御信号によってインバータ１内のトランジス
タ群を順次オン／オフして、上記３相交流を形成する。

一方、商用電源Ｇの停電は、停電検出切換回路５によっ
て検出される。停電検出切換回路５は、停電を検出する
と、第６図に示す手順で時間制御を行い、復電後の運転
再開を行う。

すなわち、停電検出切換回路５は、第６図の時刻ｔ１に
停電を検出すると直ちにインバータ１にオフ指令を出
し、インバータ１の出力を停止させる（同図（ホ））。
このため、誘導電動機２はフリーランの状態になり、モ
ータ電圧ＶＭが次第に低下する（同図（ロ））。同時
に、停電検出切換回路５は、誘導電動機２の残留電圧Ｖ
Ｍ（以下、フリーラン時のモータ電圧ＶＭを残留電圧Ｖ
Ｍという）が十分に減衰する時間Ｔを計時し（同図
（ニ））、復電したことと時間Ｔが経過したこととの論
理積によって、復電後のオン指令をインバータ１に与え
る（同図の時刻ｔ２）。

一方、制御回路４は、誘導電動機２の残留電圧ＶＭから
フリーラン回転数に対応する周波数指令Ｆｃを演算し
（同図（ハ））、インバータ１に時々刻々供給してい
る。復電後オン指令を受けたインバータ１は、減電圧立
ち上がり期間（同図の時刻ｔ２〜ｔ３）の間、次第に
出力電圧を上げ、次の設定周波数立ち上がり期間（同
図の時刻ｔ３〜ｔ４）の間、Ｖ／Ｆ比を所定値に保ちつ
つ、出力周波数Ｆｃで停電前の出力周波数ｃまで徐々
に復帰する。そして、時刻ｔ４に正常運転へ移行す
る。

なお、これらの制御はすべて時間制御で行なわれる。ま
た、停電の期間、制御回路４や停電検出切換回路５が必
要とする電力は微少であるので、コンデンサＣ等に蓄え
られた電荷により供給される。

上記停電検出切換回路５の動作を、時間制御ではなく、
誘導電動機１の残留電圧ＶＭの振幅レベルで行うように
することも可能である。第７図は、この構成を示すブロ
ック図、第８図は動作を示す波形図である。波形図から
分かるように、誘導電動機１の残留電圧ＶＭが所定の電
圧まで減衰した時刻ｔ２に、制御回路４から停電検出切
換回路５に信号ａが供給され、これによって、インバー
タ１のオン動作が行なわれる。

［考案が解決しようとする問題点］ ところで、上述した従来のインバータ装置においては、
商用周波数の数サイクル程度の短時間の停電にしても、
誘導電動機２の残留電圧時定数相応のフリーラン期間
（第６，８図の；０．２〜０．６秒程度）を設定しな
ければならなかった。このため、このフリーラン期間
と、電圧立ち上げに要する期間との間に、誘導電動機２
の回転数が大幅に低下してしまうことがあった。特に、
この不都合は低慣性負荷のときに顕著であった。

この考案は、このような背景の下になされたもので、停
電時間の長短にかかわらず、復電後直ちにインバータを
再始動し、停電期間の誘導電動機の回転数の低下を最小
にし、停電による設備への運転障害を最小限に抑えるこ
とのできるインバータ装置の同期制御回路を提供するこ
とを目的とする。また、商用電源からインバータ装置に
切換える際にも、切換に要するフリーラン期間を最短と
し、回転数低下を最小限度に止どめることのできるイン
バータ装置の同期制御回路を提供することを目的とす
る。

［問題点を解決するための手段］ 上記問題点を解決するためにこの考案は、電圧指令値お
よび周波数指令値に応じたパルス幅変調信号を発生する
パルス幅変調回路を備え、当該パルス幅変調信号に基づ
いて逆変換器を形成する複数のスイッチ素子を順次オン
オフし、電源から供給される交流信号の周波数および電
圧を制御して交流電動機を駆動するインバータ装置にお
いて、前記電源の停電を検知した時に第１の検知信号を
発生し、当該電源が非停電状態にある時には第２の検知
信号を発生する停電検出手段と、前記交流電動機の端子
電圧を積分して積分信号を発生する積分回路と、この積
分信号の正負に応じた矩形信号を発生する波形整形回路
と、この矩形信号と前記パルス幅変調信号との位相差を
発生する位相差増幅器と、この位相差増幅器の出力路に
介挿され、前記第１の検知信号が供給された時にオン
し、前記第２の検知信号が供給された時にオフするスイ
ッチング手段と、このスイッチング手段の出力を位相偏
差信号として出力する一次遅れ要素とから構成される位
相同期制御手段と、前記位相偏差信号に応じて前記周波
数指令値を補正する補正手段とを具備し、前記位相同期
制御手段は、前記電源が停電した場合、前記第１の検知
信号に応じて前記スイッチング手段をオフからオンへ遷
移させ、前記位相差増幅器の出力をそのまま前記位相偏
差信号として出力し、前記電源が復電した場合、前記第
２の検知信号に応じて前記スイッチング手段をオンから
オフへ遷移させ、この遷移時点における前記位相差増幅
器の出力を初期値とし、該初期値からゼロ値へ一次遅れ
で収束する前記位相偏差信号を出力することを特徴とす
る。

［作用］ 上記構成によれば、位相同期制御手段は、電源が停電し
た場合、第１の検知信号に応じてスイッチング手段をオ
フからオンへ遷移させ、位相差増幅器の出力をそのまま
位相偏差信号として出力し、電源が復電した場合、第２
の検知信号に応じてスイッチング手段をオンからオフへ
遷移させ、この遷移時点における位相差増幅器の出力を
初期値とし、該初期値からゼロ値へ一次遅れで収束する
前記位相偏差信号を出力するため、この位相偏差信号に
応じてインバータ装置の周波数制御を行えば、交流電動
機の端子電圧とパルス幅変調回路の出力との位相を一致
させることが可能になる。そして、両者の位相が一致し
ているから、復電時にインバータ装置の運転を直ちに再
開しても過大な電流が流れるおそれはない。この場合、
前記スイッチング手段を、停電になったときにオンと
し、復電したときにオフとするようにすれば、１次遅れ
によってインバータ装置の滑らかな運転再開が可能であ
る。

［実施例］ 以下、図面を参照して、本考案の実施例を説明する。

第１図は、この考案の一実施例によるインバータ装置の
構成を示すブロック図である。図において、１０はイン
バータである。インバータ１０は、商用電源Ｇから３相
交流（電圧ＶＬ）を受電し、可変周波数、可変電圧の３
相交流を出力するもので、順変換器１２から出力される
直流を、逆変換器１３によって交流に変換する。この逆
変換器１３は６個のトランジスタを中心に構成され、Ｐ
ＷＭ（パルス幅変調）による制御を受けている。

このインバータ１０は、周波数指令から、電圧指令Ｖ
ａと周波数指令Ｆとを形成するＶＦパターン回路１４
と、この電圧指令Ｖａに１より小さい値Ｋを乗じて電圧
指令Ｖを作る乗算器１５と、各指令Ｖ，ＦによってＰＷ
Ｍを行うＰＷＭ回路１６と、ＰＷＭ回路１６の出力を増
幅して逆変換器１３のトランジスタをオン／オフ制御す
るドライバ回路１７と、ドライバ回路１７を停止させる
ためのスイッチング素子１８とから構成されている。な
お、ドライバ回路１７はアイソレーションアンプで構成
されている。

上記インバータ１０は、再始動制御回路２０によって制
御される。再始動制御回路２０は、モータ電圧ＶＭとＰ
ＷＭ信号Ｖ−ＰＷＭとから、これら両者の位相偏差信号
Δｆを作る位相同期制御回路３０と、停電直前のモータ
電圧ＶＭの値をＫ＝１と無次元化処理し、停電の間減衰
するモータ残留電圧ＶＭに比例して値Ｋを減少させる電
圧制御回路４０と、停電を検知して、上記スイッチング
素子１８にオン／オフ信号Ｄを供給する一方、前記位相
同期制御回路３０と電圧制御回路４０とにオン／オフ信
号を出力する停電検出回路５０とから構成される。な
お、前記信号Ｄ，によって、停電時には、スイッチン
グ素子１８がオフされ、位相同期制御回路３０と電圧制
御回路４０内のスイッチング素子３４ａ，４３ａ（第
２，３図参照）がオンされるようになっている。

位相同期制御回路３０は、モータ電圧検出用トランス３
から出力されるモータ電圧（停電時は残留電圧となる）
ＶＭと、ＰＷＭ回路１６から出力されるＰＷＭ電圧Ｖ−
ＰＷＭとを突き合わせて、これらの位相差に応じた位相
偏差出力Δｆを出力するもので、その詳細は第２図に示
す通りである。

この図において、３１はモータ電圧ＶＭを積分して積分
電圧ＶＭ／ｓを出力する積分要素、３２は前記積分電圧
ＶＭ／ｓの波形を整形し、積分電圧ＶＭ／ｓが正のとき
には「１」、負のときには「−１」を出力する波形整形
要素、３３はＰＷＭ信号Ｖ−ＰＷＭと波形整形要素の出
力とを同期整流する位相差増幅器、３４は停電時に（こ
のとき同図のスイッチ３４ａがオン）、位相差増幅器３
３の出力を位相偏差信号Δｆとして遅れなく出力する一
方、復電時に（同スイッチ３４ａがオフ）、位相偏差信
号Δｆを１次遅れでゼロ値に減衰させる１次遅れ要素で
ある。

ここで、上記位相差増幅器３３は、ＰＷＭ信号Ｖ−ＰＷ
Ｍが正のとき「１」、ゼロのとき「−１」に切替わるス
イッチング素子３３ａと、このスイッチング素子３３ａ
の出力と波形整形要素３２の出力とを乗算する乗算器３
３ｂと、乗算結果を増幅する増幅器３３ｃとからなって
いる。また、１次遅れ要素３４は、停電時にオンとなる
スイッチング素子３４ａと、増幅器３４ｂと、この増幅
器３４ｂの入力側に並列に挿入されたコンデンサ３４ｃ
と抵抗３４ｄとからなる。

この位相同期制御回路３０によれば、モータ電圧ＶＭは
積分要素３１により積分されて９０°遅相され、波形整
形回路３２により「１」か「−１」の２値をとる矩形波
になる。一方、ＰＷＭ信号Ｖ−ＰＷＭはスイッチング素
子３３ａによって２値に変換され、これらが乗算器３３
ｂで乗算される。

従って、モータ電圧ＶＭとＰＷＭ信号Ｖ−ＰＷＭとが同
位相であれば、モータ電圧ＶＭが９０°遅相されている
ことにより、位相差増幅器３３の出力はゼロになる。ま
た、互いに位相がずれていれば、このずれに応じて、位
相差増幅器３３の出力は正または負に変化する。

次に、電圧制御回路４０は、モータ残留電圧ＶＭに比例
させて値Ｋ（以下、減電圧係数という）を減ずるもの
で、第３図の構成をとっている。図において、４１はモ
ータ電圧ＶＭの積分電圧ＶＭ／ｓを整流して、モータ電
圧ＶＭの基本波に対応する直流信号を出力する整流要
素、４２はアナログ信号とデジタル信号とを乗算してア
ナログ信号を出力する乗算要素、４３は乗算要素４２の
出力を停電時には遅れなく出力し、復電時には１次遅れ
でフルスケール値（Ｋ＝１）に復帰する１次遅れ要素、
４４は「１信号から乗算要素４２の出力を減算し、正の
ときに“Ｈ”レベル、負のときに“Ｌ”レベルを出力す
るコンパレータ、４５はクロックφを計数するアップダ
ウンカウンタである。

ここで、乗算要素４２は、データ入力端にアップダウン
カウンタ４５の出力が供給され、基準電圧端に整流要素
４１の出力が供給されるＤ／Ａコンバータからなり、こ
れらの乗算結果をアナログ信号として出力する。また、
１次遅れ要素４３は、停電時にオンとなるスイッチング
素子４３ａと、増幅器４３ｂと、この増幅器４３ｂの入
力側に接続されたコンデンサ４３ｃと、抵抗４３ｄとか
らなり、停電時には乗算要素４２の出力を減電圧係数Ｋ
として直ちに出力する一方、復電時には１次遅れでフル
スケール値（「１」）に復帰する減電圧係数Ｋを出力す
る。更に、アップダウンカウンタ４５は、ホールド端に
オン／オフ信号が供給されており、停電時にホールド
される。また、Ｕ／Ｄ端にコンパレータ４４の出力が供
給されている。このため、乗算要素４２の出力が「１」
より大きくなるとコンパレータ４４の出力が“Ｌ”レベ
ルになってアップダウンカウンタ４５はダウンカウント
し、乗算要素４２の出力が「１」より小さくなるとコン
パレータ４４の出力が“Ｈ”レベルになってアップダウ
ンカウンタ４５はアップカウントする。従って、乗算要
素４２の出力は常に「１」に維持される。

このような電圧制御回路４０によれば、非停電時には、
スイッチング素子４３ａがオフで、コンデンサ４３ｃが
抵抗４３ｄを介して「１」まで充電されるから、減電圧
係数Ｋの定常値は「１」になる。また、モータ電圧ＶＭ
の値にかかわらず、乗算要素の出力が「１」に保たれる
ため、アップダウンカウンタ４５にはモータ電圧ＶＭに
反比例する値がセットされ、この値が停電開始時にホー
ルドされる。

すなわち、停電が始まると、停電直前のモータ電圧ＶＭ
に反比例する値がアップダウンカウンタ４５にホールド
され、また、同時にスイッチング素子４３ａがオンとな
って、乗算要素４２の出力が増幅器４３ｂを介して直ち
に出力される。なぜならば、１次遅れ用のコンデンサ４
３ｃは、ほぼ無インピーダンスで充放電されるからであ
る。この結果、減電圧係数Ｋは、停電直前のモータ電圧
ＶＭを１とし、以後、フリーラン中のモータ残留電圧Ｖ
Ｍに比例する値をとることとなる。

なお、減電圧係数Ｋが追随すべき値として、モータ電圧
ＶＭを一回積分した値ＶＭ／ｓを選んだことにより、減
電圧係数Ｋは、モータ残留電圧ＶＭに追随するというよ
りも、残留磁束に追随するという方がより正確である
が、便宜上、上記のように表現した。

また復電時には、スイッチング素子４３ａが再びオフと
なるから、コンデンサ４３ｃは抵抗４３ｄとの時定数で
充電され、減電圧係数Ｋは徐々に「１」に復帰する。

再び第１図に戻り、上述のようにして得られた位相偏差
信号Δｆは、偏差検出点６０に供給される。偏差検出点
６０は、周波数指令ｆから位相偏差信号Δｆを減じ、
これを補正後の周波数指令として、ＶＦパターン回路
１４の入力端に供給する。

次に、第４図のタイムチャートを参照して、この実施例
の動作を説明する。

まず、非停電時には、第１図のスイッチング素子１８が
オン、第２図のスイッチング素子３４ａ、および第３図
のスイッチング素子４３ａがオフとなっている。従っ
て、位相偏差信号Δｆ＝０、減電圧係数Ｋ＝１に維持さ
れる。すなわち、周波数指令ｆｃが、偏差検出点６０
を介して、そのままの値でＶＦパターン回路１４に供給
されるとともに、ＶＦパターン回路１４から出力された
周波数指令Ｆおよび電圧指令Ｖａがそのままの値でＰＷ
Ｍ回路１６に供給されて、インバータ１０の運転が行な
われる。

次に、第４図の時刻ｔ１に、停電が発生すると、停電検
出回路５０がこれを検出し、オン／オフ信号Ｄ／を逆
転して、スイッチング素子１８をオフしてインバータ１
０を停止する。これによって、インバータ１０は直ちに
出力を切り、コンデンサＣの急速な放電を防ぐ（第４図
（ハ））。そして、再始動制御回路２０への供給電力は
コンデンサＣから得られる。この場合、電力消費量は微
少なので、数秒の間は電力供給可能である。

インバータ１０が停止されると、誘導電動機２がフリー
ラン状態となり、モータ残留電圧ＶＭは次第に低下する
（第４図（ニ））。また、モータ回転数の低下に相応し
て、モータ残留電圧ＶＭの周波数も低下する。

一方、上記時刻ｔ１には、スイッチング素子３４ａ，４
３ａがともにオンとなる。この結果、電圧制御回路４０
から出力される減電圧係数Ｋが、モータ残留電圧ＶＭの
振幅に比例して時々刻々低下し、ＰＷＭ回路１６に供給
される電圧指令Ｖも残留電圧ＶＭに比例して減少する
（第４図（ト）の時刻ｔ１〜ｔ２）。

また、位相同期制御回路３０は、ＰＷＭ信号Ｖ−ＰＷＭ
とモータ残留電圧ＶＭの位相偏差に相当する位相偏差信
号Δｆを出力し（第４図（ヘ））、これを偏差検出点６
０に供給する。偏差検出点６０は、周波数指令ｃから
位相偏差信号Δｆを引いて、補正後の周波数指令を作
り、これをＶＦパターン回路１４に供給する。ＶＦパタ
ーン回路１４は、補正後の周波数指令によって周波数
指令Ｆと電圧指令Ｖａとを形成する。周波数指令Ｆはそ
のままＰＷＭ回路１６に供給される。一方、電圧指令Ｖ
ａは乗算器１５で減電圧係数Ｋと掛け合わされて修正さ
れ、電圧指令ＶとしてＰＷＭ回路１６に供給される。Ｐ
ＷＭ回路１６は、指令Ｆ，ＶによってＰＷＭ制御を行
う。

こうして、再始動制御回路２０は、モータ残留電圧ＶＭ
を指令信号とし、ＰＷＭ信号Ｖ−ＰＷＭをフィードバッ
ク信号とする。一種のＰＬＬ回路として作動し、停電の
間、ＰＷＭ信号Ｖ−ＰＷＭの位相および周波数をモータ
残留電圧ＶＭのそれと一致させる。なお、第１図におい
ては、電圧ＶＭ、Ｖ−ＰＷＭとも単線で表したが、単
相、２相、３相、いずれの場合も同様の処理で、同相ど
うしを制御すればよい。

次に、時刻ｔ２に復電すると、停電検出回路５０がこれ
を検出し、主回路のコンデンサＣが十分に充電された時
刻ｔ３に、オン／オフ信号Ｄ／を発する。これによっ
て、スイッチング素子１８がオンとなり、インバータ１
０は直ちに出力電圧を出す。また、スイッチング素子３
４ａおよび４３ａがオフとなり、位相同期制御回路３０
の出力Δｆが１次遅れで漸減する一方、減電圧係数Ｋ
は、Ｋ＝１なるフルスケール値に１次遅れで漸増する。
このため、ＰＷＭ回路１６への周波数指令Ｆおよび電圧
指令Ｖは停電前の値に徐々に回復し、時刻ｔ４に正常運
転に戻る。

こうして、本実施例にあっては、復電後のインバータ装
置投入時のＰＷＭ信号Ｖ−ＰＷＭとモータ残留電圧ＶＭ
とは、周波数、位相および振幅がいずれも一致している
ために、過渡的な過大電流が流れることはない。また、
残留電圧ＶＭを、再投入時のインバータ出力電圧の初期
値としている関係上、停電時間が短ければ短いほど、も
とのモータ電圧に復帰する時間も短くなるという利点も
得られる。

なお、上記実施例は、誘導電動機の場合について説明し
たが、同期電動機の場合についても、復電後のインバー
タ投入時に、モータ電圧とインバータ電圧の周波数、位
相および振幅を一致させ、投入時の過渡電流を防止する
必要があり、この考案によるインバータ装置をそのまま
適用することが可能である。

また、上記実施例は、インバータ装置にて誘導電動機を
駆動しているときに、停電が生じた場合を例にとって説
明したが、これに限らず、商用電源からインバータ装置
に切り換えるときにも同様に適用可能である。

［考案の効果］ 以上説明したように、この考案によれば、モータ残留電
圧の周波数および位相と、インバータ出力電圧のそれと
を常に一致させることができるから、復電後、ないしは
商用電源からインバータ装置へ切換える際、停電時間の
長短にかかわらず、直ちにインバータ装置投入が可能で
ある。この結果、数１０ms程度の瞬間停電のときに、非
駆動系の回転数低下をほとんどきたすことなく、継続運
転が可能である。特に、回転数の低下が製品の不良に直
結するような生産設備、始動手続きが非常に繁雑となる
設備等に適用して極めて有用である。また、１次遅れ要
素により、インバータ装置の滑らかな運転再開が可能で
ある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの考案の一実施例によるインバータ装置の構
成を示すブロック図、第２図は位相同期制御回路の構成
を示すブロック図、第３図は電圧制御回路の構成を示す
ブロック図、第４図は上記実施例の動作を説明するため
の波形図、第５図、第７図は従来のインバータ装置の構
成を示すブロック図、第６図、第８図はこれらのインバ
ータ装置の動作を説明するための波形図である。 ２……誘導電動機、１０……インバータ、１３……逆変
換器、１６……ＰＷＭ回路、２０……再生始動制御回
路、３０……位相同期制御回路、３１……積分要素、３
２……波形整形要素、３３……位相差増幅器、３４……
１次遅れ要素（出力増幅器）、３４ａ……スイッチング
素子、４０……電圧制御回路、５０……停電検出回路、
６０……偏差検出点。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 【請求項１】電圧指令値および周波数指令値に応じたパ
   ルス幅変調信号を発生するパルス幅変調回路(16)を備
   え、当該パルス幅変調信号に基づいて逆変換器(13)を形
   成する複数のスイッチ素子を順次オンオフし、電源Ｇか
   ら供給される交流信号の周波数および電圧を制御して交
   流電動機(2)を駆動するインバータ装置(10)において、 前記電源Ｇの停電を検知した時に第１の検知信号を発生
   し、当該電源Ｇが非停電状態にある時には第２の検知信
   号を発生する停電検出手段(50)と、 前記交流電動機(2)の端子電圧を積分して積分信号を発
   生する積分回路(31)と、この積分信号の正負に応じた矩
   形信号を発生する波形整形回路(32)と、この矩形信号と
   前記パルス幅変調信号との位相差を発生する位相差増幅
   器(33)と、この位相差増幅器(33)の出力路に介挿され、
   前記第１の検知信号が供給された時にオンし、前記第２
   の検知信号が供給された時にオフするスイッチング手段
   (34a)と、このスイッチング手段(34a)の出力を位相偏差
   信号Δｆとして出力する一次遅れ要素(34b〜34d)とから
   構成される位相同期制御手段(30)と、 前記位相偏差信号Δｆに応じて前記周波数指令値を補正
   する補正手段とを具備し、 前記位相同期制御手段(30)は、前記電源Ｇが停電した場
   合、前記第１の検知信号に応じて前記スイッチング手段
   (34a)をオフからオンへ遷移させ、前記位相差増幅器(3
   3)の出力をそのまま前記位相偏差信号Δｆとして出力
   し、 前記電源Ｇが復電した場合、前記第２の検知信号に応じ
   て前記スイッチング手段(34a)をオンからオフへ遷移さ
   せ、この遷移時点における前記位相差増幅器(33)の出力
   を初期値とし、該初期値からゼロ値へ一次遅れで収束す
   る前記位相偏差信号Δｆを出力することを特徴とするイ
   ンバータ装置の同期制御回路。