JPS6211811B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は電流出力回路に関し、特にスピーカや
磁気ヘツド等の駆動に用いて好適な交流電流成分
のみを出力しうる電流出力回路に関する。

所定負荷を電流駆動するには、電圧源すなわち
出力インピーダンスの低い増幅器を用い、これと
負荷との間に、負荷に比し十分大きなインピーダ
ンスを有する抵抗等を直列に挿入して、負荷側か
らみた見かけ上の出力インピーダンスを高くして
電流源となるようにしている。かゝる方法では、
直列抵抗による損失が支配的となつて極めて効率
が低下する。

他の方法として能動素子としてのトランジスタ
のコレクタ出力により負荷を駆動する例もある
が、この場合は確かに電流駆動となるが必らず直
流分が負荷に流れるために、例えばスピーカや磁
気ヘツド等の如く直流電流の流入を阻止する必要
のある負荷には適用ができない。従つて、直流分
を出力に発生しない様にするためには周辺回路が
複雑となる欠点がある。

本発明の目的は、簡単な構成で交流信号電流の
みを負荷に対して高出力インピーダンスで効果的
に出力しうる電流出力回路を提供することであ
る。

本発明の電流出力回路は、入力増幅手段の増幅
素子へ直流動作電流を電流供給手段により供給せ
しめ、入力増幅手段の出力直流電圧と所定基準電
圧との差に応じた制御電圧を高利得増幅手段にて
発生せしめ、この制御電圧により電流供給手段の
能動素子の導通制御をなすようにし、入力増幅手
段の出力から入力信号に対応した交流電流成分の
のみを導出しうるようにしたことを特徴としてい
る。

以下、図面を参照しつつ本発明を説明する。

第１図は本発明の実施例を示す回路図である。
１は入力増幅手段であつて、交流入力信号ｖ_iは
コンデンサＣ_Bを介して能動素子であるNPNバイ
ポーラトランジスタQ₁の制御電極であるベース
へ印加されている。このトランジスタQ₁のベー
スバイアスとして基準電圧Ｅ_Bが抵抗Ｒ_Bを介して
付与されており、第１の電極であるエミツタのバ
イアスは電流帰還用のエミツタインピーダンス素
子Ｚにより付与されている。

このトランジスタQ₁への直流動作電流を供給
するために電流供給手段２が設けられている。こ
の手段２は定電流源I₀を分流する差動接続された
一対のPNPバイポーラトランジスタQ₂及びQ₃を
有しており、トランジスタQ₃のベースには基準
バイアスＥ_Sが印加され、そのコレクタは接地さ
れている。そして他方のトランジスタQ₂のコレ
クタ出力からトランジスタQ₁の第２の電極であ
るコレクタへ電流が供給されるものであり、その
ために、定電流源I₀はこのトランジスタQ₁の動作
直流電流と同等以上の電流供給能力を有するよう
に設計される。当該他方のトランジスタQ₂の制
御入力であるベース入力には高利得増幅手段３の
出力が印加されている。

この高利得増幅手段３は、入力増幅手段１の出
力すなわちトランジスタQ₁のコレクタ出力Ｐの
直流電圧Ｖ_pと基準電圧Ｅ_Rとの差電圧を得るもの
であり、そのために、出力Ｐを入力すると低域フ
イルタ３１と、このフイルタ出力を正相入力とし
基準電圧Ｅ_Rを逆相入力とする高利得差動アンプ
３２とよりなつている。尚、フイルタ３１は図示
のように抵抗ＲとコンデンサＣとにより構成さ
れ、入力信号の最低周波数成分に相当する変動分
が十分に減衰するような低域フイルタとされる。

第２図は第１図の回路の等価回路であつて、第
１図と同等部分は同一符号により示されている。
図より、入力信号ｖ_iに対してトランジスタQ₁に
流れる電流Ｉ_Q1は次式で示される。

Ｉ_Q1＝｛（Ｖ_B＋ｖ_i）−Ｖ_BE｝／Ｒ_E ＝｛（Ｖ_B−Ｖ_BE）＋ｖ_i｝／Ｒ_E＝I₁＋Δ_i …(1) こゝに、Ｖ_BはトランジスタQ₁のベース電圧、
Ｖ_BEは同じくベース・エミツタ間電圧、Ｒ_Eはエ
ミツタインピーダンスＺの抵抗値、I₁はＩ_Q1の直
流分、Δ_iはＩ_Q1の交流分を夫々示している。更
にＰ点の電圧Ｖ_pは次式となる。

Ｖ_p＝（Ｉ_Q2−Ｉ_Q1）・R₀ ＝｛Ｉ_Q2−（I₁＋Δ_i）｝・R₀ …(2) そして、フイルタ３１がΔ_iなる交流分を十分
にバイパスするものとすれば直流分のみが高利得
アンプ３２の入力となるから、次式が得られる。

V₀＝Ａ・（Ｖ_p−Ｅ_R） ＝Ａ・｛R₀（Ｉ_Q2−I₁）−Ｅ_R｝ …(3) こゝに、Ａはアンプ３２の利得、V₀はその出
力電圧を夫々示している。

一方、トランジスタQ₂，Q₃は差動対であるか
らトランジスタQ₂の出力電流Ｉ_Q2はV₀，Ｅ_Sの極
性を適当に選定することにより次式となる。

Ｉ_Q2＝I₀／｛１＋expｑ／ｋＴ（V₀−Ｅ_s）｝ …(4) こゝに、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、
ｑは電子電荷である。従つて、(3)，(4)式より次式
が得られる。

(5)式を整理すると次式となる。

こゝでＡ≫＞１とすれば(6)式の分子の第３項は
無視可能となり、トランジスタQ₁の内部抵抗R₀
は非常に大であるから、Ｉ_Q2≫Ｅ_R／R₀と見做し
うる。よつて(6)式から次式を得る。

Ｉ_Q2≒I₁ …(7) すなわち、トランジスタQ₂にはトランジスタQ₁
の動作直流分と等しい電流が流れることになる。

こゝで、直流的にはＩ_Q2＝Ｉ_Q1となるから、(2)
式よりＶ_p＝０となるが、このことはすなわち出
力点Ｐの電位が仮想接地の状態にあることを示し
ており、実際には差動アンプ３２の逆相入力電位
Ｅ_Rと等しい電位Ｅ_Rと等しい電位に固定されてい
ることを意味し、かつ両トランジスタQ₁，Q₂の
コレクタ電流の直流分はＰ点において強制的に等
しくなるように制御されていることになる。そし
て、トランジスタQ₁には交流分Δ_iが流れている
から、このΔ_iのみがＰ点に外付される負荷を通
して流れることになつて、i₀＝Δ_iとなるものであ
る。

定性的に述べれば、増幅用トランジスタQ₁と
電流供給用トランジスタQ₂の両コレクタがＰ点
にて直結された構成のために、当該Ｐ点は電流源
同志の接続点となり、互いの内部インピーダンス
が高いから、本来Ｐ点の電位は定まらずフローテ
イング状態となるが、両トランジスタQ₁，Q₂の
電流にアンバランスが生じれば必らず電流の多い
方が飽和状態となる。これはわずかな電流差でも
内部抵抗が高いために、その抵抗両端には大きな
電圧が発生することに起因する。従つて、両トラ
ンジスタQ₁，Q₂の電流バランスをとることが必
要となるが、そのために高利得アンプ３２を付加
して出力点Ｐの直流電圧と基準電圧Ｅ_Rとの差電
圧を出力V₀とし、この電圧V₀をもつてトランジ
スタQ₂の制御をなすようにして、直流帰還ルー
プを構成し、もつてＰ点の電位をいわゆる仮想接
地として基準電圧Ｅ_Rにクランプしている。交流
的には低域フイルタ３１により交流分はアースさ
れるから何ら帰還ループは形成されず真の接地状
態となり、制御ループには何ら寄与しない。

結果として、出力点Ｐに接続された負荷Ｒ_L
（図示せず）には、基準電圧Ｅ_Rを動作点としてΔ
_i×Ｒ_Lなる電圧振幅が発生する。従つて、回路の
全体の電圧利得Ｇ_Vは次式となる。

Ｇ_V＝Δ_ｉ・Ｒ_Ｌ／ｖ_ｉ＝Ｒ_Ｌ／Ｒ_Ｅ …(8) こゝに、Ｒ_Eの代りにリアクタンス成分を含む
任意のインピーダンスＺを設ければ ｜Δ_i（ω）｜＝｜ｖ_i（ω））／｜Ｚ（ω）｜＝ ｜Ｙ（ω）｜・｜ｖ_i（ω）｜ …(9) となるので、所望の周波数特性を有する電流駆動
回路となる。

第３図は第１図の一具体例を示す回路図であ
り、磁気ヘツドへの電流供給回路として用いた場
合の回路を示す。第１図、第２図と同等部分は同
一符号により示されている。入力増幅手段１はト
ランジスタQ₁、抵抗R₁，R₂，R₆，R₉，R₁₀、コン
デンサＣ_B，C₄及びコイルL₁よりなり、トランジ
スタQ₁のエミツタ部のインピーダンスＺがリア
クタンス成分L₁及びC₄を含んでいる。電流供給
手段２は差動対トランジスタQ₂，Q₃、抵抗R₃，
R₄，R₅，R₇、コンデンサC₂，C₅より成り、また
高利得アンプ３２は電界効果トランジスタQ₄よ
り成り、そのトランジスタQ₄のゲートに低域フ
イルタ３１の出力が印加され、そのソースに基準
電圧発生用のツエナーダイオードD₁の発生電圧
（Ｅ_R）が付与されてなるものである。またこのツ
エナー電圧（Ｅ_R）が差動対トランジスタQ₂のベ
ース基準電圧（Ｅ_S）となる。

出力点Ｐにはイコライザ素子４が接続されてお
り、これはコンデンサC₆，C₇及びコイルL₂，L₃
より成り、直流阻止用コンデンサC₈を介して出
力電流i₀が図示せぬ磁気ヘツドへ供給されて、所
望の周波数特性をもつて駆動可能となる。

尚、出力点Ｐの直流電圧は、基準電圧Ｅ_Rに固
定されているので、負荷を対接地接続ではなく、
基準電圧源Ｅ_Rから接続するようにすれば出力コ
ンデンサC₈を用いることなく直流結合が可能と
なる。

本発明によれば、簡易な構成にて電流出力型の
増幅器が得られ、また従来の電圧源出力に高イン
ピーダンス素子を直列接続して得られる回路方式
に比し、同一電源電圧下において取り出しうる信
号振幅が大となる利点がある。更に直流領域のみ
帰還系を構成するので、高域における帰還ループ
特有の問題がなく、よつて周波数特性が安定とな
る。また、直流結合が可能となつて、スピーカや
磁気ヘツドの駆動に最適となる。

尚、上記においてバイポーラトランジスタを能
動素子として用いたが、電界効果トランジスタを
用いてもよいことは勿論である。この場合、ゲー
トが制御電極、ソースが第１の電極、ドレインが
第２の電極となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例回路図、第２図は第１
図の等価回路図、第３図は第１図の具体例を示す
回路図である。 主要部分の符号の説明、１…入力増幅手段、２
…電流供給手段、３…高利得増幅手段、３１…低
域フイルタ、３２…高利得アンプ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 制御電極に入力信号が印加されかつ第１の電
   極がインピーダンス素子を介して接地された第１
   の能動素子を含む入力増幅手段と、定電流源とこ
   の定電流源の出力電流を分流する差動接続された
   第２及び第３の能動素子とを含み、前記第２の能
   動素子の制御電極に基準バイアスが印加されかつ
   前記第３の能動素子から前記第１の能動素子へそ
   の第２の電極を介して直流動作電流を供給する電
   流供給手段と、前記入力増幅手段の出力直流電圧
   に応じた増幅出力電圧を発生してこれを前記第３
   の能動素子の制御電極に印加する高利得増幅手段
   とを有し、前記入力増幅手段の出力から前記入力
   信号に対応した電流を導出するようにした電流出
   力回路。 ２ 前記高利得増幅手段は前記入力増幅手段の出
   力に入力が接続された低域フイルタと、この低域
   フイルタの出力が１入力に印加されかつ所定基準
   電圧が他入力に印加された高利得アンプとからな
   る特許請求の範囲第１項記載の電流出力回路。 ３ 前記入力増幅手段の増幅度を決定する前記イ
   ンピーダンス素子が周波数に依存して変化するリ
   アクタンス成分を有してなる特許請求の範囲第１
   項又は第２項記載の電流出力回路。