JPH0370931B2 - - Google Patents
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- JPH0370931B2 JPH0370931B2 JP58060105A JP6010583A JPH0370931B2 JP H0370931 B2 JPH0370931 B2 JP H0370931B2 JP 58060105 A JP58060105 A JP 58060105A JP 6010583 A JP6010583 A JP 6010583A JP H0370931 B2 JPH0370931 B2 JP H0370931B2
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- differential
- differential amplifier
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- transistors
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 17
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims description 9
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 claims description 4
- 230000010354 integration Effects 0.000 claims description 2
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 4
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 4
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 239000004020 conductor Substances 0.000 description 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/26—Push-pull amplifiers; Phase-splitters therefor
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G1/00—Details of arrangements for controlling amplification
- H03G1/0005—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal
- H03G1/0017—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal the device being at least one of the amplifying solid state elements of the amplifier
- H03G1/0023—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal the device being at least one of the amplifying solid state elements of the amplifier in emitter-coupled or cascode amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G1/00—Details of arrangements for controlling amplification
- H03G1/04—Modifications of control circuit to reduce distortion caused by control
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Electroplating Methods And Accessories (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、半導体集積化技術によつて作られる
差動増幅器を具える回路であつて、差動入力部及
び差動出力部を有し、この差動出力部から、接地
電位に対して平衡になると共に接地電位に対する
直流成分と第１及び第２の交流サブ電圧とを含む
交流電圧出力信号を発生する第１差動増幅器と、
前記直流成分から交流電圧を濾波すると共にこの
直流成分を増幅する手段と、濾波された交流電圧
及び増幅された直流成分を前記第１差動増幅器の
差動出力部の少なくとも１個に帰還させる手段と
を具える差動増幅器を具える回路に関するもので
ある。
差動増幅器を具える回路であつて、差動入力部及
び差動出力部を有し、この差動出力部から、接地
電位に対して平衡になると共に接地電位に対する
直流成分と第１及び第２の交流サブ電圧とを含む
交流電圧出力信号を発生する第１差動増幅器と、
前記直流成分から交流電圧を濾波すると共にこの
直流成分を増幅する手段と、濾波された交流電圧
及び増幅された直流成分を前記第１差動増幅器の
差動出力部の少なくとも１個に帰還させる手段と
を具える差動増幅器を具える回路に関するもので
ある。
このような回路は文献「VALVO Berichte，
Part XVIII」の第1/2巻、第32〜37頁の記載から
既知である。この既知の回路では、交流出力端子
に生じた差動直流電圧を第１差動増幅器の制御の
ためこれに対称的に帰還させている。これがた
め、この制御電圧の濾波を行うためには、アース
に接続した２個のコンデンサ及び２本の制御電圧
導線間に設けた１個のコンデンサの両者又はいず
れか一方が必要となる。また、回路の残りの部分
に含ませることが出来ないような大容量のコンデ
ンサが必要となるので、これら二本の制御導線は
外部へ接続しなければならず、この結果、２個の
特別な端子が必要となる。このような事態は、回
路を集積半導体技術で作成する場合には特に不所
望なことである。
Part XVIII」の第1/2巻、第32〜37頁の記載から
既知である。この既知の回路では、交流出力端子
に生じた差動直流電圧を第１差動増幅器の制御の
ためこれに対称的に帰還させている。これがた
め、この制御電圧の濾波を行うためには、アース
に接続した２個のコンデンサ及び２本の制御電圧
導線間に設けた１個のコンデンサの両者又はいず
れか一方が必要となる。また、回路の残りの部分
に含ませることが出来ないような大容量のコンデ
ンサが必要となるので、これら二本の制御導線は
外部へ接続しなければならず、この結果、２個の
特別な端子が必要となる。このような事態は、回
路を集積半導体技術で作成する場合には特に不所
望なことである。
本発明の目的は、一個の外部に設置した大容量
コンデンサを用いるだけで、従つて唯一個の外部
に延在する端子を用いて制御量例えば制御電圧及
び制御電流の双方又はいずれか一方の濾波を行う
ことができるようにすることにある。平衡（又は
対称）制御量を不平衡（又は非対称）制御量とを
組合わせる場合には、例えば供給電源からの単方
向干渉電圧が有効となる。このことは大地に対し
平衡（又は対称）な回路においては起らないこと
である。これがため、追加の手段を講じる必要が
ある。
コンデンサを用いるだけで、従つて唯一個の外部
に延在する端子を用いて制御量例えば制御電圧及
び制御電流の双方又はいずれか一方の濾波を行う
ことができるようにすることにある。平衡（又は
対称）制御量を不平衡（又は非対称）制御量とを
組合わせる場合には、例えば供給電源からの単方
向干渉電圧が有効となる。このことは大地に対し
平衡（又は対称）な回路においては起らないこと
である。これがため、追加の手段を講じる必要が
ある。
本発明によれば、この目的の達成を図るため、
前記濾波及び増幅を行なう手段が、前記第１差動
増幅器の出力部に結合され、前記第１及び第２の
交流サブ電圧をそれぞれ濾波する第１及び第２の
低域フイルタと、前記第１及び第２の低域フイル
タにそれぞれ結合した第１及び第２の入力部と非
平衡出力部とを有する第２の差動増幅器と、第２
差動増幅器の非平衡出力部に結合した入力部及び
第１差動増幅器の差動出力部の１個に帰還結合さ
れている出力部を有する第３の低域フイルタとを
具え、第１の差動増幅器に負帰還を与えるように
構成したことを特徴とする。
前記濾波及び増幅を行なう手段が、前記第１差動
増幅器の出力部に結合され、前記第１及び第２の
交流サブ電圧をそれぞれ濾波する第１及び第２の
低域フイルタと、前記第１及び第２の低域フイル
タにそれぞれ結合した第１及び第２の入力部と非
平衡出力部とを有する第２の差動増幅器と、第２
差動増幅器の非平衡出力部に結合した入力部及び
第１差動増幅器の差動出力部の１個に帰還結合さ
れている出力部を有する第３の低域フイルタとを
具え、第１の差動増幅器に負帰還を与えるように
構成したことを特徴とする。
この第１及び第２低域フイルタによつて予備濾
波を行うので、不平衡直流制御量を供給する第２
差動増幅器は交流信号によつて部分的にのみ駆動
され、従つて特に過駆動されることはない。第３
低域フイルタにおいては、特に、アースに接続し
た単一のフイルタコンデンサを用いて所要のすぐ
れた濾波作用を行う。
波を行うので、不平衡直流制御量を供給する第２
差動増幅器は交流信号によつて部分的にのみ駆動
され、従つて特に過駆動されることはない。第３
低域フイルタにおいては、特に、アースに接続し
た単一のフイルタコンデンサを用いて所要のすぐ
れた濾波作用を行う。
本発明の実施例によれば、この第１及び第２低
域フイルタをミラー積分器によつて構成すること
が出来る。ここで使用する増幅素子の増幅率を考
慮すると、例えば数pFという極めて小さな容量
が必要となるにすぎず、このような容量は大きな
困難を伴うことなく集積半導体技術で実現するこ
とが出来る。
域フイルタをミラー積分器によつて構成すること
が出来る。ここで使用する増幅素子の増幅率を考
慮すると、例えば数pFという極めて小さな容量
が必要となるにすぎず、このような容量は大きな
困難を伴うことなく集積半導体技術で実現するこ
とが出来る。
この第３低域フイルタと関連するコンデンサを
第２差動増幅器の不平衡出力端子に直接接続する
ことが出来る。この場合、差動増幅器の内部抵抗
は、例えば電流ミラー回路によつて高い値にする
ことができ、従つて低域フイルタの直列インピー
ダンスを構成する。このコンデンサによつて濾波
される制御電流を抵抗を経て第１差動増幅器に有
効的に供給する。この抵抗と釣合わせることによ
つて、動作電圧によつて誘起される不平衡干渉電
圧の影響を低減することが出来る。
第２差動増幅器の不平衡出力端子に直接接続する
ことが出来る。この場合、差動増幅器の内部抵抗
は、例えば電流ミラー回路によつて高い値にする
ことができ、従つて低域フイルタの直列インピー
ダンスを構成する。このコンデンサによつて濾波
される制御電流を抵抗を経て第１差動増幅器に有
効的に供給する。この抵抗と釣合わせることによ
つて、動作電圧によつて誘起される不平衡干渉電
圧の影響を低減することが出来る。
不平衡制御電流に対し低オーミツクの送給点を
選定することによつて、回路網の信号の対称性は
実質的に悪影響を受けない。
選定することによつて、回路網の信号の対称性は
実質的に悪影響を受けない。
以下、図面につき本発明の実施例を説明する。
図示の実施例においては、第一差動増幅器を４個
のnpnトランジスタによつて構成する。これらト
ランジスタ１及び２のエミツタを相互接続して
1.1ｍＡを供給する電流源５を経て接地すると共
に、これらトランジスタ３及び４のエミツタも相
互接続して同様に1.1ｍＡを供給する電流源６を
経て接地する。これら電流源５及び６の電流は、
端子７及び８に夫々供給される交流信号によつて
反対方向に流す。トランジスタ１及び４のベース
を相互接続すると共にトランジスタ２及び３のベ
ースも互いに接続しこれらの接続点を２個の直流
電圧源９及び１０の端子に夫々接続する。これら
電圧源９及び１０の電圧は夫々アースに対して
4Vまで取り得、これらの電圧を反対方向に調整
して第１、第２、第３及び第４トランジスタ１，
２，３，４から成る差動増幅器の増幅率を調整す
ることが出来る。トランジスタ２及び３のコレク
タを互いに接続するとともに680Ωの抵抗１１及
び１２を夫々経てトランジスタ１及び４のコレク
タに夫々接続する。このトランジスタ１及び４の
コレクタを第５及び第６トランジスタ１３及び１
４のエミツタに夫々接続し、これら後者のトラン
ジスタのベースを互いに接続すると共にアースに
接続された6Vの電圧源に接続する。この電圧源
を図中npnトランジスタ１５によつて示す。この
電圧源はエミツタホロワとして構成し、このトラ
ンジスタのエミツタを抵抗１５ａを経て接地する
と共にトランジスタ１３のベースにも接続する。
このトランジスタ１５のコレクタを電源端子＋Ｕ
に接続し、そのベースを抵抗１５ｂ及び１５ｃか
ら成るポテンシヨメータの取り出しタツプに接続
する。尚、このポテンシヨメータは電源端子＋Ｕ
とアースとの間に接続されている。
図示の実施例においては、第一差動増幅器を４個
のnpnトランジスタによつて構成する。これらト
ランジスタ１及び２のエミツタを相互接続して
1.1ｍＡを供給する電流源５を経て接地すると共
に、これらトランジスタ３及び４のエミツタも相
互接続して同様に1.1ｍＡを供給する電流源６を
経て接地する。これら電流源５及び６の電流は、
端子７及び８に夫々供給される交流信号によつて
反対方向に流す。トランジスタ１及び４のベース
を相互接続すると共にトランジスタ２及び３のベ
ースも互いに接続しこれらの接続点を２個の直流
電圧源９及び１０の端子に夫々接続する。これら
電圧源９及び１０の電圧は夫々アースに対して
4Vまで取り得、これらの電圧を反対方向に調整
して第１、第２、第３及び第４トランジスタ１，
２，３，４から成る差動増幅器の増幅率を調整す
ることが出来る。トランジスタ２及び３のコレク
タを互いに接続するとともに680Ωの抵抗１１及
び１２を夫々経てトランジスタ１及び４のコレク
タに夫々接続する。このトランジスタ１及び４の
コレクタを第５及び第６トランジスタ１３及び１
４のエミツタに夫々接続し、これら後者のトラン
ジスタのベースを互いに接続すると共にアースに
接続された6Vの電圧源に接続する。この電圧源
を図中npnトランジスタ１５によつて示す。この
電圧源はエミツタホロワとして構成し、このトラ
ンジスタのエミツタを抵抗１５ａを経て接地する
と共にトランジスタ１３のベースにも接続する。
このトランジスタ１５のコレクタを電源端子＋Ｕ
に接続し、そのベースを抵抗１５ｂ及び１５ｃか
ら成るポテンシヨメータの取り出しタツプに接続
する。尚、このポテンシヨメータは電源端子＋Ｕ
とアースとの間に接続されている。
トランジスタ１３及び１４のコレクタを、3kΩ
の作動抵抗１７及び１８を夫々経て、＋12Vの電
源端子＋Ｕに接続すると共に、出力端子２１及び
２２に夫々直接接続する。これら出力端子から第
１差動増幅器１，２，３，４で増幅された交流信
号を導出することが出来る。
の作動抵抗１７及び１８を夫々経て、＋12Vの電
源端子＋Ｕに接続すると共に、出力端子２１及び
２２に夫々直接接続する。これら出力端子から第
１差動増幅器１，２，３，４で増幅された交流信
号を導出することが出来る。
出力端子２１及び２２間に生ずる直流電圧値
（オフセツト電圧）を、減結合作用を有するフイ
ルタ抵抗２３及び２４を夫々経て、２個のnpnト
ランジスタ２５及び２６によつて構成されている
第２差動増幅器のベースに供給する。トランジス
タ２５及び２６のエミツタを互いに接続すると共
に0.2ｍＡの電流源２７を経て接地する。トラン
ジスタ２５及び２６のコレクタを、２個のpnpト
ランジスタ２９及び３０によつて構成した電流ミ
ラー回路を経て、電源端子＋Ｕに接続し、トラン
ジスタ２５及び２９のコレクタの接続点を端子３
１を経て22pFのコンデンサ３２に接続し、この
コンデンサの他端をアースに接続する。このコン
デンサ３２によつて平滑された制御電流を5.6kΩ
の抵抗３３を経てトランジスタ１３のエミツタに
供給するので、この制御電流は平衡増幅器の分岐
点に供給される。
（オフセツト電圧）を、減結合作用を有するフイ
ルタ抵抗２３及び２４を夫々経て、２個のnpnト
ランジスタ２５及び２６によつて構成されている
第２差動増幅器のベースに供給する。トランジス
タ２５及び２６のエミツタを互いに接続すると共
に0.2ｍＡの電流源２７を経て接地する。トラン
ジスタ２５及び２６のコレクタを、２個のpnpト
ランジスタ２９及び３０によつて構成した電流ミ
ラー回路を経て、電源端子＋Ｕに接続し、トラン
ジスタ２５及び２９のコレクタの接続点を端子３
１を経て22pFのコンデンサ３２に接続し、この
コンデンサの他端をアースに接続する。このコン
デンサ３２によつて平滑された制御電流を5.6kΩ
の抵抗３３を経てトランジスタ１３のエミツタに
供給するので、この制御電流は平衡増幅器の分岐
点に供給される。
出力端子２１，２２に生ずる交流信号の作用に
より直流差動電圧が発生すると、この直流差動電
圧は第２差動増幅器２５，２６に供給される。こ
の増幅器はトランジスタ２５のコレクタに対し不
平衡制御出力信号を供給する。各々3pFのコンデ
ンサ３５及び３６が各トランジスタ２５及び２６
のベースとコレクタとの間に夫々接続されている
ため、これらトランジスタは第２差動増幅器内に
おいてミラー積分器として作用し、従つて予備濾
波作用が行なわれる。従つて、出力端子２１及び
２２間において200ｍＶのピーク対ピーク値を有
し得る交流信号は確実に有効的に予備濾波される
ので、この信号はトランジスタ２５及び２６のベ
ースにおいて約10ｍＶ程度に達するにすぎず、従
つて最早第２差動増幅器が過駆動されるおそれは
無い。この差動増幅器２５，２６に供給される直
流信号はその出力部に制御信号として生じ、この
場合コンデンサ３２は第２差動増幅器２５，２６
の出力側の内部抵抗と相俟つて低域フイルタとし
て作用してこの直流信号を著しく平滑し、最終的
にこの直流信号は第１差動増幅器１，２，３，４
及びトランジスタ１３に供給されてその直流値の
再調整が行なわれる。このようにして出力端子２
１及び２２での出力信号の直流成分を数ｍＶへと
所望の如く低減することができる。
より直流差動電圧が発生すると、この直流差動電
圧は第２差動増幅器２５，２６に供給される。こ
の増幅器はトランジスタ２５のコレクタに対し不
平衡制御出力信号を供給する。各々3pFのコンデ
ンサ３５及び３６が各トランジスタ２５及び２６
のベースとコレクタとの間に夫々接続されている
ため、これらトランジスタは第２差動増幅器内に
おいてミラー積分器として作用し、従つて予備濾
波作用が行なわれる。従つて、出力端子２１及び
２２間において200ｍＶのピーク対ピーク値を有
し得る交流信号は確実に有効的に予備濾波される
ので、この信号はトランジスタ２５及び２６のベ
ースにおいて約10ｍＶ程度に達するにすぎず、従
つて最早第２差動増幅器が過駆動されるおそれは
無い。この差動増幅器２５，２６に供給される直
流信号はその出力部に制御信号として生じ、この
場合コンデンサ３２は第２差動増幅器２５，２６
の出力側の内部抵抗と相俟つて低域フイルタとし
て作用してこの直流信号を著しく平滑し、最終的
にこの直流信号は第１差動増幅器１，２，３，４
及びトランジスタ１３に供給されてその直流値の
再調整が行なわれる。このようにして出力端子２
１及び２２での出力信号の直流成分を数ｍＶへと
所望の如く低減することができる。
コンデンサ３２は交流に対し著しく小さな抵抗
を有している。有用な交流信号はトランジスタ１
３のエミツタに生ずるので、この有効信号が短絡
するのを回避するためにはこの抵抗３３による減
結合が必要となる。
を有している。有用な交流信号はトランジスタ１
３のエミツタに生ずるので、この有効信号が短絡
するのを回避するためにはこの抵抗３３による減
結合が必要となる。
動作電圧に重畳し得る干渉電圧をバイアス電圧
分圧器１５ｂ，１５ｃによつて分圧し、エミツタ
ホロワ・トランジスタ１５を経てトランジスタ１
３のベースに供給する。抵抗１７の値及び抵抗３
３の値の比によつて干渉信号の影響が決まる。こ
のことは抵抗３３の抵抗値を最大とすることによ
つて干渉信号の影響を低減することが出来ること
を意味する。しかしながら、この抵抗３３の値は
電流源２５，２９の電圧駆動範囲が電源電圧＋Ｕ
によつて制限されるように制限を受ける。図示の
実施例においては、抵抗１７及び３３の比は約1/
２であるので、トランジスタ１３のベースにおけ
る干渉電圧は約1/2となる。
分圧器１５ｂ，１５ｃによつて分圧し、エミツタ
ホロワ・トランジスタ１５を経てトランジスタ１
３のベースに供給する。抵抗１７の値及び抵抗３
３の値の比によつて干渉信号の影響が決まる。こ
のことは抵抗３３の抵抗値を最大とすることによ
つて干渉信号の影響を低減することが出来ること
を意味する。しかしながら、この抵抗３３の値は
電流源２５，２９の電圧駆動範囲が電源電圧＋Ｕ
によつて制限されるように制限を受ける。図示の
実施例においては、抵抗１７及び３３の比は約1/
２であるので、トランジスタ１３のベースにおけ
る干渉電圧は約1/2となる。
制御電流に対する送給点すなわちトランジスタ
１３のエミツタは著しく低オーミツクであり、従
つて臨界的ではなく影響がない。これがため、有
用な信号の対称性は差動増幅器１３，１４におけ
る不平衡状態での供給によつて実質的に乱される
ことはない。
１３のエミツタは著しく低オーミツクであり、従
つて臨界的ではなく影響がない。これがため、有
用な信号の対称性は差動増幅器１３，１４におけ
る不平衡状態での供給によつて実質的に乱される
ことはない。
交流電圧信号の増幅及び相互コンダクタンスの
双方又はいずれかを改善するため、別の増幅器段
が既知方法で動作出来る。
双方又はいずれかを改善するため、別の増幅器段
が既知方法で動作出来る。
本発明による回路においては、唯一個の大型コ
ンデンサ３２を利用して平衡信号中に含まれる変
動を減衰させる。トランジスタ１３の低オーミツ
ク・エミツタに対し制御電流を供給することによ
つてこの信号の対称性は実質的に悪影響を受けな
い。
ンデンサ３２を利用して平衡信号中に含まれる変
動を減衰させる。トランジスタ１３の低オーミツ
ク・エミツタに対し制御電流を供給することによ
つてこの信号の対称性は実質的に悪影響を受けな
い。
本発明は上述した実施例にのみ限定されるもの
ではなく多くの変形又は変更を行い得ること明ら
かである。
ではなく多くの変形又は変更を行い得ること明ら
かである。
第１図は本発明の実施例を説明するための回路
図である。 １，２，３，４，１３，１４，１５，２５，２
６，２９，３０……トランジスタ、５，６，２７
……電流源、７，８，３１……端子、９，１０…
…直流電圧源、１１，１２，１５ａ，１５ｂ，１
５ｃ，１７，１８，２３，２４，２７，３３……
抵抗、２１，２２……出力端子、＋Ｕ……電源端
子、３２，３５，３６……コンデンサ。
図である。 １，２，３，４，１３，１４，１５，２５，２
６，２９，３０……トランジスタ、５，６，２７
……電流源、７，８，３１……端子、９，１０…
…直流電圧源、１１，１２，１５ａ，１５ｂ，１
５ｃ，１７，１８，２３，２４，２７，３３……
抵抗、２１，２２……出力端子、＋Ｕ……電源端
子、３２，３５，３６……コンデンサ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 半導体集積化技術によつて作られる差動増幅
器を具える回路であつて、差動入力部及び差動出
力部を有し、この差動出力部から、接地電位に対
して平衡になると共に接地電位に対する直流成分
と第１及び第２の交流サブ電圧とを含む交流電圧
出力信号を発生する第１差動増幅器と、前記直流
成分から交流電圧を濾波すると共にこの直流成分
を増幅する手段と、濾波された交流電圧及び増幅
された直流成分を前記第１差動増幅器の差動出力
部の少なくとも１個に帰還させる手段とを具える
差動増幅器を具える回路において、 前記濾波及び増幅を行なう手段が、前記第１差
動増幅器の出力部に結合され、前記第１及び第２
の交流サブ電圧をそれぞれ濾波する第１及び第２
の低減フイルタと、前記第１及び第２の低域フイ
ルタにそれぞれ結合した第１及び第２の入力部と
非平衡出力部とを有する第２の差動増幅器と、第
２差動増幅器の非平衡出力部に結合した入力部及
び第１差動増幅器の差動出力部の１個に帰還結合
されている出力部を有する第３の低域フイルタと
を具え、第１の差動増幅器に負帰還を与えるよう
に構成したことを特徴とする差動増幅器を具える
回路。 ２ 前記第１及び第２の低域フイルタをミラー積
分器によつて構成したことを特徴とする特許請求
の範囲第１項に記載の差動増幅器を具える回路。 ３ 前記第２差動増幅器２５，２６の非平衡出力
端子を電流ミラー回路２９，３０によつて構成
し、前記第低域フイルタを構成すると共に他端が
アースされているコンデンサ３２を、前記第２差
動増幅器の非平衡出力端子に接続したことを特徴
とする特許請求の範囲第１項又は第２項に記載の
差動増幅器を具える回路。 ４ 前記第１差動増幅器１〜４に対する調整電流
を、前記コンデンサ３２から抵抗３３を介して導
出させるように構成したことを特徴とする特許請
求の範囲第３項記載の差動増幅器を具える回路。 ５ 前記サブ電圧を２個のトランジスタ１３，１
４のコレクタに発生させ、これらトランジスタの
エミツタを前記第１差動増幅器１〜４の出力部に
接続し、これらトランジスタのベースを固定直流
電圧源９に接続し、制御電流が前記第３低域フイ
ルタ３２によつて前記トランジスタ１３，１４の
一方のトランジスタのエミツタに供給されるよう
に構成したことを特徴とする特許請求の範囲第１
項から第４項までのいずれか１項に記載の差動増
幅器を具える回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE3213506A DE3213506C1 (de) | 1982-04-10 | 1982-04-10 | Schaltungsanordnung mit einem Differenzverstaerker |
| DE3213506.8 | 1982-04-10 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58187011A JPS58187011A (ja) | 1983-11-01 |
| JPH0370931B2 true JPH0370931B2 (ja) | 1991-11-11 |
Family
ID=6160776
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58060105A Granted JPS58187011A (ja) | 1982-04-10 | 1983-04-07 | 差動増幅器を具える回路 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4511853A (ja) |
| JP (1) | JPS58187011A (ja) |
| CA (1) | CA1194151A (ja) |
| DE (1) | DE3213506C1 (ja) |
| FR (1) | FR2525049B1 (ja) |
| GB (1) | GB2120032B (ja) |
| HK (1) | HK9286A (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3510737A1 (de) * | 1984-06-18 | 1985-12-19 | VEB Meßgerätewerk "Erich Weinert" Magdeburg Betrieb des Kombinates VEB EAW Berlin-Treptow "Friedrich Ebert", DDR 3011 Magdeburg | Schaltungsanordnung zur stabilisierung von stroemen in messumformern |
| DE3545006A1 (de) * | 1985-12-19 | 1987-07-02 | Philips Patentverwaltung | Modulator |
| JPH02186725A (ja) * | 1989-01-13 | 1990-07-23 | Pioneer Electron Corp | 受信機の中間周波増幅回路 |
| US5587679A (en) * | 1995-05-08 | 1996-12-24 | Yokogawa Electric Corporation | Pulse generator including slew rate controller without complementary transistors |
| JP2809150B2 (ja) * | 1995-08-14 | 1998-10-08 | 日本電気株式会社 | 高利得増幅回路 |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR1289596A (fr) * | 1961-02-23 | 1962-04-06 | Acec | Chaîne d'amplification de signaux de tension électrique continue, variable dans le temps |
| DE1202835B (de) * | 1964-02-06 | 1965-10-14 | Licentia Gmbh | Gleichspannungs-Differenzverstaerker |
| US4024462A (en) * | 1975-05-27 | 1977-05-17 | International Business Machines Corporation | Darlington configuration high frequency differential amplifier with zero offset current |
| US4105942A (en) * | 1976-12-14 | 1978-08-08 | Motorola, Inc. | Differential amplifier circuit having common mode compensation |
| JPS5685911A (en) * | 1979-12-14 | 1981-07-13 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Signal processing circuit |
| JPS61815A (ja) * | 1984-06-14 | 1986-01-06 | Misuzu Erii:Kk | シ−ケンス回路の異常個所発見装置 |
-
1982
- 1982-04-10 DE DE3213506A patent/DE3213506C1/de not_active Expired
- 1982-11-04 US US06/439,142 patent/US4511853A/en not_active Expired - Lifetime
-
1983
- 1983-04-06 CA CA000425349A patent/CA1194151A/en not_active Expired
- 1983-04-06 FR FR838305606A patent/FR2525049B1/fr not_active Expired - Lifetime
- 1983-04-07 JP JP58060105A patent/JPS58187011A/ja active Granted
- 1983-04-08 GB GB08309554A patent/GB2120032B/en not_active Expired
-
1986
- 1986-02-05 HK HK92/86A patent/HK9286A/xx unknown
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| GB2120032B (en) | 1985-09-11 |
| HK9286A (en) | 1986-02-14 |
| US4511853A (en) | 1985-04-16 |
| JPS58187011A (ja) | 1983-11-01 |
| GB2120032A (en) | 1983-11-23 |
| CA1194151A (en) | 1985-09-24 |
| DE3213506C1 (de) | 1983-10-06 |
| FR2525049B1 (fr) | 1990-06-22 |
| FR2525049A1 (fr) | 1983-10-14 |
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