JPS6156950B2

JPS6156950B2 -

Info

Publication number: JPS6156950B2
Application number: JP56088521A
Authority: JP
Inventors: Mitsuo Kurakake
Original assignee: Fanuc Corp
Current assignee: Fanuc Corp
Priority date: 1981-06-09
Filing date: 1981-06-09
Publication date: 1986-12-04
Also published as: JPS57203958A; KR840001009A; KR880001593B1

Description

【発明の詳細な説明】本発明は誘導電動機の速度検出方式に係り、特
に低速時における誘導電動機の速度検出に適用し
て好適な方式に関する。

誘導電動機の駆動方式としては、直流電動機と
等価なトルク発生メカニズムを備なえたベクトル
制御法が知られている。第１図、第２図はかゝる
ベクトル制御法を説明する説明図であり、第１図
はベクトル制御における誘導電動機の等価回路、
第２図はベクトル制御における励磁電流I₀と２次
電流I₂の関係図であり、図中lmは励磁リアクタン
ス、γ_２は等価抵抗、Ｓはすべりである。このよ
うに誘導電動機の等価回路を考察すると発生トル
クＴはＴ＝３γ_２・Ｉ_２／Ｓ・ω_Ｓ・I₂ (1) となる。尚、ω_Sはすべり角周波数である。こゝ
でI₂とＳ・ω_Sが比例するものとすればトルクＴ
は２次電流に比例し直流電動機と同様なトルク発
生メカニズムを有することになる。ところで第１
図から ω_S・lm・I₀＝γ_２／ＳI₂ ∴Ｓ・ω_S＝γ_２Ｉ_２／ｌｍＩ_０ (2) が成り立つから、I₂とＳ・ω_Sを比例させるため
には励磁電流I₀を一定にしなくてはならない。

以上から、ベクトル制御は、第２図に示すよう
に励磁電流I₀と２次電流I₂の直交性を保証しなが
ら、励磁電流I₀を一定に維持し、且つ２次電流I₂
のみを負荷トルクに比例させて変化させる制御方
法である。そして、実際のベクトル制御において
は指令速度と実速度の偏差（速度偏差）ERをト
ルク指令とみなし、１次電流I₁を速度偏差ERに
応じてＩ〓_１＝I₀＋jI₂ ＝I₀＋jk・ER (3) を満足するように決定している。但し、ｋは比例
定数。

第３図はベクトル制御を実現するブロツク図で
ある。図中１０１は三相誘導電動機、１０２はレ
ゾルバなどのパルスジエネレータで回転速度に比
例した互いに90゜位相のづれた２つの正弦波信号
Pa，Pbを発生する。１０５は４倍回路であり、
正弦波信号Pa，Pbをパルス列に変換すると共に
その周波数４倍とする。又、この４倍回路１０３
は２相の正弦波信号Pa，Pbの位相を監視し、回
転方向信号RDSを出力すると共に正転している
場合には線l₁に４倍の周波数の正転パルスPnを逆
転している場合には線l₂に４倍の周波数の逆転パ
ルスＰγをそれぞれ出力する。１０６は正転又は
逆転パルスPn，Prの周波数を電圧に変換する周
波数電圧変換器（Ｆ／Ｖ変換器という）、１０８
は図示しない速度指令回路から指令される速度指
令電圧VCMDと実速度電圧TSAの差εγ（以後
速度偏差という）を演算する演算回路、１０９は
速度偏差εγを比例積分する比例積分回路、１１
０は速度偏差εγを絶対値化する絶対値回路、１
１２は電圧周波数変換器（Ｖ／Ｆ変換器という）
であり、ERの大きさに比例した周波数のパルス
列Peを出力する。１１３はマイクロコンピユー
タであり、処理装置１１３ａと、コントロールプ
ログラムメモリ１１３ｂと、データメモリ１１３
ｃを有している。データメモリ１１３ｃはトルク
対振幅特性（Ｔ―I₁特性）、回転角対正弦値特性
（サインパターン）などをデイジタル的に関数テ
ーブルとして記憶している。処理装置１１３ａは
コントロールプログラムの制御によりＶ／Ｆ変換
器１１２から発生するパルス列Peを所定時間計
数し、該計数値ＮとＴ―I₁特性を用いてデイジタ
ルの電流振幅I₁を出力する。即ち、計数値Ｎをト
ルク指令とみなし、Ｔ―I₁特性からI₁を求め出力
する。尚、この電流指令I₁は(3)式に示す１次電流
の振幅となつている。又、処理装置１１３ａは誘
導電動機１０１の回転速度に比例した角周波数ω
ｎを有するパルス列Pn又はPr、一定の位相差
などを用いて sin（ωnt＋ωst＋） (4) sin（ωnt＋ωst＋＋２π／３） (5) をデイジタルで出力する。尚、ωｓはすべり角周
波数、は位相差である。１１６，１１７は I₁・sin（ωnt＋ωst＋） (6) I₁・sin（ωnt＋ωst＋＋２π／３） (7) を求め、これをアナログに変換し、Ｕ相及びＶ相
のアナログ電流指令iu、ivを出力するDA変換器
１１８は iu＋iv→iw (8) の加算演算を行ないＷ相の電流指令iwを出力す
る演算回路、１１９，１２０は誘導電動機のＵ
相、Ｖ相を流れる相電流iua、ivaを検出する交流
器、１２１は iua＋iva→iwa (9) の加算演算を行ないＷ相を流れる相電流iwaを出
力する演算回路、１２２Ｕ，１２２Ｖ，１２２Ｗ
はそれぞれ各相毎に設けられ、電流差（iu−
iua）、（iv−iva）、（iw−iwa）を演算して増幅す
る電流制御回路、１２３はパルス幅変調回路であ
りそれぞれ各相毎に設けられた３つのパルス幅変
調回路１２３Ｕ，１２３Ｖ，１２３Ｗを有し前記
各電流差をパルス幅変調とする。１２４はトラン
ジスタよりなるインバータ回路、１２５は３相交
流を直流に変換する整流器である。

以上がベクトル制御の詳細であるが、かゝるベ
クトル制御などにより誘導電動機を正確に制御す
るためには低速、高速時とも高精度で回転速度を
検出しなくてはならない。

ところで、従来の速度検出方式においては、第
３図に示すようにπ／２位相がづれ、しかもモー
タの回転速度に比例した周波数の２相信号
Pa，Pbをパルスジエネレータ１０２から発生
し、ついで該２相信号を４倍回路１０５を通して
周波数４の信号に変換し、最後に周波数４に
比例した電圧を発生する周波数電圧変換器１０６
から回転速度に比例した電圧（実速度電圧
TSA）を出力するものであつた。しかしなが
ら、かゝる方法においてはモータ速度が低速にな
ると周波数電圧変換器の出力電圧値が回転速度に
比例しなくなつて急速に低下する。又、パルスジ
エネレータ１０２から発生するパルス信号の周波
数を周波数／電圧変換するよりも、該パルス信号
をデイジタル量として直接マイコンに読みとらせ
たほうがLSI化にとつては好ましい。そこで、速
度をデイジタル的に読みとる方法が種々提案され
ている。第４図はパルスジエネレータ２１１から
発生するパルスを所定時間計数してマイコンに出
力する従来例の説明図である。この方法において
はパルスジエネレータ２１１を設け、モータが所
定量回転する毎に該パルスジエネレータ２１１か
らパルスを発生せしめ、このパルスをカウンタ２
１２にカウントさせ、所定時間毎に該カウンタの
内容をレジスタ２１３に転送すると共にリセツト
し、しかる後該レジスタの内容を実速度としてマ
イコン２１４に読取らせている。そして以後、上
記動作を繰返して実速度をデイジタルで取出して
いる。しかしながら、この方法では高速時に精度
良く速度検出ができるが低速時にはパルスジエネ
レータ２１１から発生するパルス周期が大きくな
るため精度良く速度検出ができない。ところで低
速時の分解能を上げるにはパルスジエネレータ２
１１から発生する１回転当りのパルス数を増加さ
せるか、或いは読取り周期を長くするるかしなけ
ればならない。しかしながら、パルスジエネレー
タ２１１から発生するパルス数は１回転当り１万
パルスが限度であり、この程度では分解能を上げ
ることはできない。従つて前者の手段では分解能
を上昇できない。一方、読取り周期を長くする後
者の手段では制御の応答性が悪くなる。即ち、マ
イクロプロセツサによる前記レジスタ２１３の読
取り周期（サンプリング周期）は速度制御系の応
答性を考えると1ms程度にしなければならず、応
答性を良くすることはできない。尚、以下にサン
プリング周期を1msec、パルスジエネレータ２１
１から発生する出力パルスPcを10000〔パルス／
回転〕とし、又モータが1rpmの超低速度で回転
している場合について第５図に従つて説明する。
第５図においてSpiはサンプリングパルス、Pcは
パルスジエネレータ２１１から発生するパルス、
〔CN〕はカウンタ２１２の計数値である。さて、
パルスジエネレータ２１１からのパルスPcは前
述の如くカウンタ２１２により計数され、サンプ
リングパルスSPiに同期して該カウンタの内容は
レジスタ２１３にセツトされると共にリセツトさ
れ、しかる後該レジスタの内容はマイコン２１４
に読みとられる。ところでサンプリング周期は
1msec、パルスPcの周期は6msecであるため、最
初のサンプリングSP₁が発生した時点ではカウン
タ２１２の計数値〔CN〕は１となつているが、
以後のサンプリングパルスSP₂〜SP₆発生時には
〔CN〕＝Ｏとなつている。換言すればマイコンに
は速度データとして、１，０，０，０，０，０と
断続したデータが入力される。このため、速応性
ある、正確な速度制御を行なうことができない。
このため、本発明者は低速時に速度データが断続
せず、正確に速度検出が行なえる速度検出方式を
提案している。以下にこの既提案の方法を詳述す
る。

さて、既提案の方式においては低速回転時にパ
ルスジエネレータから発生するパルスPcの周期
Ｔを計時し、該周期Ｔを用いて速度検出を行なつ
ている。今、パルスPcの１周期内に発生するク
ロツクパルスCPの数をＮ、該クロツクパルスの
周期を〓Ｔ（＝0.125μｓ）とすれば、パルスジ
エネレータから発生するパルスPcの周波数は＝１／Ｔ＝１／Ｎ・ΔＴ（Hz／μsec）＝10⁶／Ｎ・ΔＴ（Hz／sec）＝60／10⁶／Ｎ・ΔＴ（Hz／min）となり、ΔＴ＝0.125を代入すると＝480×10⁶／Ｎ（Hz／min） (10) となる。又、パルスジエネレータが１回転当り発
生するパルス数を10000とすれば回転速度ｎはｎ＝48000／Ｎ（rpm） (11) となる。従つて、既提案の方式においては低速時
にパルスジエネレータから発生するパルスPcの
周期Ｔ、換言すればパルスPcの１周期内に発生
するクロツクパルスCPの数Ｎを求め、(10)あるい
は(11)式から回転速度を検出している。

第６図はこの方式を説明するブロツク図であ
る。

図中、３０１は図示しないモータが所定量回転
する毎に互いにπ／２位相がづれた２つのパルス
信号Pc、Pc′を出力するパルスジエネレータ、３
０２は回転方向判別回路であり、パルス信号
Pc、Pc′のうちいずれの位相が進んでいるかを判
別して回転方向信号SGNを出力する。３０３は
カウンタでありクリア端子CLR、カウントイネ
ーブル端子EN、クロツク端子CLK、キヤリーパ
ルス発生端子TCを有している。クリア端子CLR
にはパルス信号Pcが入力され、カウントイネー
ブル端子ENには常に“１”が入力されている。
従つて、カウンタ３０３はその計数値をパルス信
号Pcが発生する毎にクリアされると共に、次の
パルスPcが発生する迄クロツクパルスCPの数を
計数している。３０４はフリツプフロツプであ
り、キヤリーパルス（桁上げパルス）OFPが発
生する毎にセツトされ、パルス信号Pcが発生す
る毎にリセツトされる。即ち、カウンタ３０３と
フリツプフロツプ３０４とパルス信号Pcの１周
期内に発生するクロツクパルス数が表示される。
尚、カウンタ３０３の容量が十分大きい場合には
フリツプフロツプ３０４を設ける必要はない。３
０５はアンドゲート、３０６はｎビツトのレジス
タであり、アンドゲート３０５の出力が“１”に
なる毎に、換言すればパルス信号Pcが発生する
毎にカウンタ３０３の計数値がセツトされる。３
０７は２ビツトのレジスタであり、アンドゲート
３０５の出力が“１”になる毎にフリツプフロツ
プ３０４のセツト出力と回転方向信号SGN
（“１”のときは正転中、“０”のときは逆転中）
が設定される。３０８は除算ユニツトであり、レ
ジスタ３０６，３０７の内容を入力されて(11)式の
演算を実行し、回転速度ｎを演算する。尚、除算
ユニツト３０８は速度制御をデイジタル処理する
マイコンの除算機能を用いて構成することができ
る。特に最近のマイコンでは16ビツトの除算を10
μｓ以下で行なえるものが出てきているから、
かゝるマイコンを用いれば簡単に除算ユニツトを
構成できる。さて、第６図においてはパルスジエ
ネレータ３０１からパルス信号Pcが発生する毎
にカウンタ３０３及びフリツプフロツプ３０４は
リセツトされ、以後これらカウンタ３０３及びフ
リツプフロツプ３０４は次にパルス信号Pcが発
生する迄クロツクパルスCPの数Ｎを計算する。
これによりパルス信号Pcの周期が測定される。
そして、上記次のパルス信号Pcが発生すればカ
ウンタ３０３及びフリツプフロツプ３０４の内容
並びに回転方向信号SGNがレジスタ３０６，３
０７にセツトされる。又、これと同時にカウンタ
３０３及びフリツプフロツプ３０４は再びリセツ
トされ、クロツクパルスCPの計数を開始する。
さて、レジスタ３０６，３０７に記憶されたクロ
ツクパルスCPの数Ｎは除算ユニツト３０８に適
宜読取られ、該除算ユニツトにより(11)式の除算演
算が実行され、回転数ｎが求められる。このよう
に、第６図に示す方法によれば第７図に示す如く
回転数ｎが超低速であつても、検出速度は断続的
にならず、従来の方法に比らべ精度の良い速度検
出を行なうことができる。

しかしながら、この既提案の方式においては検
出速度がステツプ幅の大きい階段状となる。即
ち、この方式においてはパルスジエネレータから
パルスが発生する毎に実速度が演算され、検出速
度は該実速度に等しくなるように立上り、以後次
のパルスが発生する迄その検出値を維持する。こ
のため、速度が一定のとき、或いは非常にゆるや
かに変化している場合には問題ないが、比較的急
に速度が変化している場合にはステツプ幅が大き
くなりパルスとパルスの間で正確な速度を示さな
いことになる。これは速度検出系に遅れ要素が入
つたことを意味し、これでは速度制御ループのゲ
インを高くとれず、速応性ある制御を実現するこ
とができない。

以上から、本発明は誘導電動機の実速度をより
高精度で検出できる新規な速度検出方式を提供す
ることを目的とする。

以下、本発明の実施例を図面に従つて詳細に説
明する。

さて、本発明においてはパルスジエネレータか
らパルスが発生した時には第６図に示した既提案
の方法で速度を演算する。そして、その他の場合
には一定周期の割込信号（イネーブル信号）が発
生する毎に、誘導電動機の特性式に従つて過去の
電流指令値と過去の検出精度とを用いて現在の実
速度を予測演算し、該予測された速度を検出速度
とみなす。

次に上記実速度の予測演算について説明する。

(1)式において、３γ_２・I₂／Ｓ・ωｓ＝Ｋ_T
（Ｋ_Tは一定で、変換定数）とすれば発生トルクＴ
はＴ＝Ｋ_TI₂ (12) と表現できる。一方、発生トルクＴはモータのイ
ナーシヤをＪ_M〔Kg・cm・sec²〕、負荷イナーシヤ
をＪ_L〔Kg・cm・sec²〕、回転速度をｖ及び負荷ト
ルクをT₀〔Kg・cm〕とすればＴ＝（Ｊ_M＋Ｊ_L）ｄｖ／ｄｔ＋T₀ （13）となり、(12)、（13）式からＫ_TI₂＝（Ｊ_M＋Ｊ_L）ｄｖ／ｄｔ＋T₀ （14）が成立する。（14）式を変形すれば dv＝Ｋ_ＴＩ_２ｄｔ／（Ｊ_Ｍ＋Ｊ_Ｌ）−Ｔ_０ｄｔ／Ｊ_Ｍ＋Ｊ_Ｌとなる。dv＝ｖ（ｋ＋１）−ｖ（ｋ）であるからｖ（ｋ＋１）＝ｖ（ｋ）＋Ｋ_Ｔ・ΔＩ_２／（Ｊ_Ｍ＋Ｊ_Ｓ）−ΔＴ_０／（Ｊ_Ｍ＋Ｊ_Ｓ）…（15）が成立する。（15）式をサンプリング周期Ｔ_Sの離
散値系になおすとｖ（ｋ＋１）＝ｖ（ｋ）＋Ｋ_Ｔ・Ｔ_Ｓ／（Ｊ_Ｍ＋Ｊ_Ｌ）I₂（ｋ−１） −Ｔ_Ｓ／（Ｊ_Ｍ＋Ｊ_Ｌ）T₀（ｋ）…（15）′ が成立する。ところで負荷トルクT₀は各サンプ
リング間で変化しないと考えてよく、従つてΔ
T₀＝Ｏとみなせるため（15）式はｖ（ｋ＋１）＝ｖ（ｋ）＋Ｋ_Ｔ・Ｔ_Ｓ／（Ｊ_Ｍ＋Ｊ_Ｌ）I₂（ｋ−１）…（16
）となる。そして、（16）式を更に変形すればｖ（ｋ）＝ｖ（ｋ−１）＋Ｋ_Ｔ・Ｔ_Ｓ／（Ｊ_Ｍ＋Ｊ_Ｌ）・I₂（ｋ−２）…（
17）となる。

従つて、１サンプリング前の検出速度ｖ（ｋ−
１）と２サンプリング前の電流指令値I₂（ｋ−
２）がわかれば（17）式から回転速度を推定でき
る。

第８図は本発明に係る実施例ブロツク図、第９
図は同タイムチヤート、第１０図は検出速度説明
図である。尚、第３図の従来装置と同一部分には
同一符号を付している。

図中、４０１は速度検出部であり、第６図に示
す構成（但し、パルスジエネレータ３０１と、除
算ユニツト３０８は除く）を有している。４０２
はフリツプフロツプであり、パルスジエネレータ
１０２から発生するパルスPaによりセツトさ
れ、処理装置１１３から発生する速度演算終了信
号OPENによりリセツトされる。４０３は一定周
期の速度演算割込み信号（速度演算イネーブル信
号）ITPを発生する割込みパルス発生回路であ
る。尚、VDはデイジタルの指令速度、AVは第６
図に示すレジスタ３０６，３０７から出力される
周期である。

次に速度検出の動作を説明する。

パルスジエネレータ１０２から時刻t₁（第９
図）においてパルスPaが発生するとフリツプフ
ロツプ４０２はセツトされる（RGS＝“１”）。こ
の状態で割込みパルス発生回路４０３から一定周
期の割込みパルスITPが発生すれば（時刻t₂）、
処理装置１１３はまずフリツプフロツプ（FF）
４０２がセツトされているかどうかをセンスす
る。この場合、FF４０２はセツトされているか
ら、処理装置１１３は速度検出部４０１より入力
されているパルスPaの周期AVを用いて(11)式の除
算演算をを行なつて回転速度を求める。演算完了
後（時刻t₃）、処理装置は速度演算終了信号
OPENを出力してフリツプフロツプFF４０２を
リセツトし、初期状態にする。しかる後、処理装
置１１３は速度偏差を求め、該速度偏差に基いて
１次電流振幅信号I′₁、及び(6)、(7)式に示す位相
を有する位相信号をそれぞれ出力する。これによ
り以降の回路の機能で誘導電動機に１次電流が指
令される。

以上はFF４０２がセツトされている場合であ
るが、リセツトされている場合には回転速度の予
測演算が行われる。即ち、時刻t₄において割込み
パルスITPが発生すると、処理装置１１３はFF
４０２のセツト状態をセンスする。処理装置１１
３はFF４０２がセツトされていなければデータ
メモリ１１３ｃに記憶されている過去の検出速度
ｖ（ｋ−１）及び過去の電流指令I₂（ｋ−２）を
用いて（17）式の演算を実行し回転速度ｖ(k)を予
測する。そして、この回転速度ｖ(k)を実速度とし
て指令速度VDとの差を求め前記と同様に１次電
流指令を出力する。

以後、時刻t₅，t₆においてもFF４０２はセツト
されていないから、処理装置１１３は（17）式の
演算を行なつて実速度を予測する。時刻t₇になる
とパルスジエネレータ１０２からパルスPaが発
生しFF４０２がセツトされ、前述と同様のパル
ス周期AVを用いた回転速度演算処理が行なわれ
る。

この結果、誘導電動機の実速度vaが第１０図
ａに示す如く変化すると、本発明により検出され
た回転速度は第１０図ｂの実線のように変化し、
点線で示す既提案のものに比らべそのステツプ幅
ははるかに小さくなり高精度の速度検出ができ
る。

以上、本発明によれば回転速度を非常に高い精
度で検出でき、ゲインを高くとれ速応性にすぐれ
た誘導電動機の駆動が可能になつた。

尚、本発明をベクトル制御により制御される誘
導電動機の速度検出に適用した場合について説明
したが、本発明は他の制御法により駆動される場
合にも適用することができる。又、（17）式の演
算に際して過去の電流指令値を用いたが過去の実
際の電流値であつてもよい。

【図面の簡単な説明】

第１図及び第２図はベクトル制御を説明する説
明図、第３図はベクトル制御を実現するブロツク
図、第４図及び第５図は従来の速度検出法を説明
する説明図、第６図及び第７図は既提案の速度検
出法を説明する説明図、第８図乃至第１０図は本
発明の説明図であり、第８図は同ブロツク図、第
９図は同タイムチヤート図、第１０図は同検出速
度説明図である。１０１…誘導電動機、１０２…パルスジエネレ
ータ、１１３…マイコン、１１３ｃ…データメモ
リ、４０１…速度検出部、４０２…フリツプフロ
ツプ、４０３…割込パルス発生回路。

Claims

【特許請求の範囲】

１速度指令と実速度との速度偏差に基いて一定
周期毎に出力される電流指令により駆動される誘
導電動機の速度検出方式において、誘導電動機の
回転量あるいは機械可動部の移動量に比例した数
のパルスを発生するパルスジエネレータと、該パ
ルスの周期を計時する手段と、一定周期のイネー
ブル信号が発生する毎に誘導電動機の実速度を演
算する速度演算手段を備なえ、該速度演算手段は
前記パルスジエネレータからパルスが発生したと
きイネーブル信号に同期して前記周期を用いて実
速度を演算し、その他の場合にはイネーブル信号
に同期して以前に出力された電流指令値或いは実
際の電流値と過去の実速度とを用いて現在の実速
度を予測演算することを特徴とする誘導電動機の
速度検出方式。