JPS61502442A - 長方形−平坦映像管用ガルウイング歪修正偏向回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 フィールド偏向電流を変調するためのガルウィング歪修正手段を含む映像管表示 装置。

修正偏向回路 この発明は、ガＭウィング歪修正偏向回路に関するものである。

例エバアールシーニー　コーポレーション社製の長方形−平坦映像管のような新 しい平面型映像管は非球面フェースプレート湾曲面番もっている。複雑な湾曲面 を有するこの種の形式の映像管は次に示すイギリス国公開出願明細書中に示さね ている。

／：　１９８４年９月１２日付はイギリス国公開出願２１３６２０ＯＡ号、発明 の名称「改良さねたシャドウ・マスク形状を有する陰極線管（ＣＡＴＨＯＤＩ顧 Ｙ　ＴＵＢＥ　Ｔ（ＡＶＩＮＧ　ＡＮＩＭＲＲＯＶＥＤ　５ＨＡＤＯＷ　ＭＡＳ Ｋ　Ｃ０ＮＴＯＵＲ）　Ｊ　、発明者ｒ　１７　。

アール、ラグランド　ジュニア　（７；、Ｒ，Ｒａｇｌａｎｄ　Ｊｒ、　）　Ｊ ２　１９８４年９月１２日付はイギリス国公開出願２工３６１９８Ａ号、発明の 名称「実質的に平坦な表面をもったフェースプレート・バネＭを有する陰極線管 （ＣＡＴＨＯＤシ孔ぼＴｔＪＢＰ　ＨＡＶ工ＮＧ　Ａ　７’ＡＣＥＰＬＡＴＥ　 ＰＡＮＥＬ；　Ｗ工Ｔｌ’（ＡＳＵＢＳＴＡＮＴＩＡＬＬＹ　Ｐ’ＬＡＮ餓Ｐ皿 工ＰＨＥＲＹ）　Ｊ　、発明者「エフ。

アール、ラグ９ンド　シュ＝　７　（Ｆ、Ｒ，Ｒａｇｌａｎｄ　Ｊｒ、　）　４ ３　１９８４年９月１２日付はイギリス国公開出願２ｍ３６１９９Ａ号、発明の 名称「長軸および短軸に沿って異った曲率ヲ有ｔ　ル陰Ｗ　Ｍ　管（ＣＡＴＨＯ Ｄ［ＲＡＹ　ＴＵＢＥ　ＨＡＶＩＮＧＤＸＦＦ口ＥＮＴ　Ｃ皿ＶＡＴ罪Ｅ　ＡＬ ＯＮＧ凧Ｊ○ＲＡＮＤ　Ｍ工ＮＯＲバＥＳ）」、発明者「アール、ジエー、ダマ ト（Ｒ，Ｊ、Ｄ’帥ａｔｏ　）他」 ｇ　１９８５年５月１日付はイギリス国公開出１１２１４７１４２Ａ号、発明の 名称「本質的に東泪なスクリーン表面をもったフェースプレート・バネｌしを有 する陰極線管（ＣＡＴＨＯＤＴＥｗＲＡＹ　ＴＵＢＥ　ＨＡ五ＮＧ　Ａ　ＦＡＣ ＥＰＬＡＴＥ　ＰＡＮＥＬＷＩＴＨＡ、Ｎ　ＥＳＳＦＥＮＴ工ＡＬＬＹ　ＰＬＡ ＮＡＲ５ＣＲＥＥＮ　ＰＥＲＩＰＥ（ＥＲＹ）　Ｊ　、発明者「アール、ジエー 、ダマト（Ｒ，Ｊ、Ｄ’Ａｍａｔｏ）他」。

プールシーニー１１０°Ｃ０ＴＹ−３Ｐ長方形−平坦、２７Ｖカラーテレビジヨ ン映像管、Ａ６ＢＡＣＣＩＯＸで代表される平坦なフェースプレート・パネル映 像管の一形式では、その映像管の中心部を基準としたフェースプレートのサジタ フし高さＺをミリメートルで表わした式は次式によって与えられる。

Ｚ＝ＡＩＸ２＋Ａ２Ｘ４＋Ａ３Ｙ２＋Ａ、Ｘ２Ｙ２＋Ａ、、Ｘ４Ｙ２＋Ａ６Ｙ’ ＋Ａ７Ｘ２Ｙ４＋Ａ８Ｘ’Ｙ’ こ−で、ＸおよびＹは長軸および短軸に沿うフェースプレートの中心からの距離 座標をミＩＪメー）／しで示したもＡ８＝＋０．５２７７２２２９５ＸＩＯ”１ この式によって特定される映像管のフェースプｖ−）はその中心近くで比穀的浅 い曲率を有し、映像管の長軸および短軸の双方に平行な径路に沿う端部近くで曲 率が大きくなっている。この総合の結果として、フェースプレートは外見上比較 的平坦になり、また端部は平坦になる、すなわち頂部、底部、左右の各端縁に沿 う点は実質的に共通な平面内に位置するようになる。

このような映像管は、第１図のラスタ線によって表わされる“ガルウィング（カ モメπ型）′歪と称される幾何学的な歪を修正するためのフィールド偏向電流の 変調を必要とする。この歪のために、電子ビームがラスタ・パターンを走査する とき、ビーム走査曲率半径と映像管のフェースプレートの曲率半径との間に差が 生じる。

第１図では、ラスタ面積Ｒは第２図の長方形−平坦映像管のＳＰのフェースプレ ート３０の観察面積を囲む長方形の枠によって概略的に示されている。第２図の 水平および垂直偏向回路２０および４０は、水平および垂直偏向巻線ＬＨおよび Ｗにそわぞわ水平および垂直偏向電流を生じさせる。水平および垂直偏向電流は フェースプレート３０上に走査されたラスタ線のパターンを生じさせる。

水平および垂直偏向回路２０および４０は左右、上下およびＳ字歪のような歪を 修正すると仮定すると、フェースプレート３０上の水平ラスタ線のパターンの表 示は第１図に示すようになる。第１図のラスタ走査線はガルウィング歪として識 別される残留歪を呈する。

ガルウィング歪では、ラインＬｌ＋のような所定ラスタ線を走査する電子ビーム の垂直方向ずわは第１図の点線で示す直線位置を中心として約２サイクルの発振 を生ずる。時間ＴＶ、と時間Ｔｖｏとの間の垂直トレース期間の第１の半部の期 間中は、所定の線走査の線トレース期間ＴＨｔの時間ＴＨ２およびＴＨ３近くの 中間点において、各ラスタ線の垂直方向の偏移により上方への儀れを生じさせる 。垂直トＶ−スの上半部の期間中、時間ＴＨ工、ＴＨｏおよびｙＨ４にそわぞね 対応する各線走査の開始点、中心点、終了点において、各ラスタ線の最大の下方 向への振わが生じる。

さらに、ガルウィング歪では、所定のラスタ線の偏移の位相は、ラスタの上半部 からラスタの下半部への走査時には１８０°だけ切換わる。従って、垂直の時点 Ｔ■３で走査されたラスタ線Ｌニーの偏移の位相は垂直の時点Ｔｖ２で走査され た対応するラスタ線Ｌｌ＋の振わに対して位相が反転している。

水平および垂直偏向回路２０および４０が第２図の長方形−平坦映像管ＳＰのフ ェースプレー）３０上のラスタ走査で使用されるとき、第１図のラスクＲ上のガ ルウィング歪の効果は垂直トレース期間ＴＵｔの期間中変化する。ガルウィング 歪は垂直トレースの中央および垂直トレースの開始または修了の中間の時点で走 査されるラスタ線に対して最大になる。従って、最大のガルウィング歪、すなわ ちラスタ線の最大の偏移は垂直走査時点Ｔ■２およびＴ■３の期間のラスタ線Ｌ ｌ＋およびＬニーを走査するときに生ずる。

ラスタ走査線の最小歪またはガルウィン歪のない状態はラスタの頂部、中央部、 底部°の線走査に関連しており、そわぞわ垂直走査時点Ｔ　、Ｔ ＶＩＶｏ％ＴＶ４の期間中の走査 ラスタ線Ｌ２＋、ＬｏおよびＬ２−のときである。

この発明の特徴によりば、非球面映像管のラスタ走査に関連して生ずる傾向のあ るガルウィング歪はフィールド偏向電流を変調する修正回路によって補償される 。ガＭウィング修正回路は線周波数で現わわる第１の信号とフィールド周波数で 現わわる第２の信号とに応答して、フィールド偏向トレース期間内の線偏向期間 中てフィールド偏向電流を変調する。変調はガルウィング歪を修正するように適 正に位相調整さねている。

図において、 第１図は長方形−平坦映像管の非球面フェースプレート上洗用われるガルウィン グ歪のラスタ・パターンヲ示し、 第２図は長方形−平坦映像管の非球面フェースプレート上のラスタ走査に関連し て使用されるラスタ走査回路をブロック図の形で示し、 第３図はガルウィング歪を修正するこの発明を実施した回路を含む第２図の水平 および垂直偏向回路の詳細な実施形態を示す図、 第４図および第５図は第３図の回路の動作に関連する波形を示す図、 第６図は第３図のこの発明の抑圧搬送波変調器の一般的な適用形態を示す図、 第７図は第６図の回路の動作に関連する波形を示し、ｖ、８図は上下ビンクッシ ョン歪およびガルウィング歪修正回路用の異った構成を含むこの発明を実施した 別の垂直偏向巻線を示し、 第９図は第８図の回路の動作に関連する波形を示す。

第３図に示す偏向回路において、垂直偏向回路４０ｉ′ｉ垂直偏向巻線ＬＶ中に 垂直偏向電流ｉＶを発生させる垂直偏向増幅器４１を含んでいる１、この発明を 実施したガルウィング歪修正回路７０は、垂直偏向巻線Ｌ・■にガルウィング変 調電圧■１を供給するこ、ｌ二尾よって垂直偏向電流ｉｙを変調する。上下ピン クツショ／・ラスタ歪を修正するために、上下ビンクッション修正回路６０は垂 直偏向巻線ＬＶに上下修正電圧を加えることによって垂直偏向電流１ｙを変調す る。垂１ｎ偏向電流１■は結合キャパシタＣｖおｘ、ヒ電流す、／ブリング抵抗 ＲＦＥを経てアースに流れる。

ガルウィング・ラスタ歪を修正するために、ガルウィング修正回路７０は、フィ ールド偏向ｌ・レース期間中の各線偏向期間中、第１図に２つの電流波形士’Ｖ Ｃによって示す電流ｉＶｃで示される態様で垂直偏向電流１■を変調する。電流 １■ｃは垂直偏向電流の線反復変調成分を表わし、線トレース期間ＴＨｔの期間 中に変調電流ｉｖｃの発振の約２サイクルが生じる。

ラスタ線のガルウィング歪を修正するために、変調電流成分１−ｖｃは対応する ラスタ線の発振的垂直偏移と１８０“′の位相ずわがある。従って、ラスタ線Ｌ ｌ＋のようなラスタの上半部で走査さねた線に対しては、変調電流成分十う−ｖ ｃは線Ｉ−レース時点”Ｈ２およびｔＨ３の近くてＡＣ状の負の最小値に対し、 時点ｔＨ□、℃Ｈ８およびｔＨ４近くでその正の最大値に達する。ラスタＲの下 半部で走査された線如対しては、変調電流成分は位相反転さねた電流−１ｖｅで 、時点ｔＨ２および”Ｈ３近くで最大値に達し、時点ｔＩｔよ、”Ｈ６、ｔＨ４ 近くで最小値に達する。

さらに矩形−平坦映像管の非球面フェースプレート上に表示さオフたラスタの理 想的なガルウィング歪修正を与えるために、変調電流成分ｉｖｃの振幅包絡線ｍ ｙ　ｉ′ｉ第１図だ示すような態様で垂直トレース期間ＴＶもの期間中、包絡線 高さり。で変化する。変調色絡線の高さは約２サイクルの発振を生じ、ラスタ線 Ｌ□。およびＬｌ−の走査て対応する時間ＴＶ２およびＴ■３の近くで最大の高 さに達する。

変調包絡線は、ラスタ線り。を走査する垂直トＶ−スの中心近くの時間ＴＶ。お よびラスタ線Ｌ２＋およびＬ２−を走査する時間ＴＶｌおよびＴＶ４近くのラス タの頂部および底部近くで０または０近くの高さになる。

変調包絡線ｍｙを有する変調電流成分’ｖｃを発生させるために、ガルウィング 修正回路７０は変調器の出力端子５１でガルウィング変調電圧Ｖｇｃを発生する 変調器段５０を含んでいる。ガルウィング変調電圧■ｇｏはトランジスタＱ４お よびＱ５で増幅されてガルウィング振幅制御ポテンショメータＲ２４を経て好ま しくはＡ級モードで動作する出力トランジスタＱ６に供給される。

出力トランジスタＱ６のコレクタにはガルウィング変成器Ｔ１の１次巻線Ｗａが 結合さねている。変成器Ｔ１の２次巻線Ｗ１−．は垂直偏向巻線Ｌ■に供給さね て垂直偏向電流ｉ■を変調するガルウィング修正電圧■１を発生する。

トランジスタＱ４のエミッタに結合さねたキャパシタＣ６およびトランジスタＱ ６のエミッタに結合されたキャパシタＣ８はガルウィング修正回路７０の高周波 応答性を強化し。

”−ｖ″′４ｙｆ＊″Ｅ電ＥＥＶＩを電圧Ｖｇ、　Ｋ　＃　シＴ　ａ〜ち０れに よって変成器Ｔ１における誘導性負荷によつコ修正電圧■１と変調電流成分１■ ｃとの間の遅延を補償することができる。総合の結果として、電流’ｖｃ　ｒｔ ガルウィングの修正を行なうのに適した位相になる。

この発明の特徴によれば、ガルウィング変調器段５０は２重平衡変調器として動 作し、線反復搬送波電圧”ｇｅａｒを取出して、この電圧を垂直波形整形回路８ ０によって生成さねたフィールド反復電圧■□。ｄｖで逓倍してガルウィング修 正電圧■シ。を発生する。電圧”ｇｃａｒは第１図に示したガルウィング変調成 分’ＶＣを生成するために使用さＨルＯｔ圧ｖｍａｄｖは第１図の変調包絡線ｍ ｙを生成するために使用される。

この発明の特徴によねば、線反復電圧■ｇｃａｒは水平偏向回路２０内のＬＣ共 振回路２４から取出される。このＬ　Ｃ共振回路２４は線偏向期間のトレース期 間中に２サイクルの共振発振電流および電圧を発生するように同調さねている。

さらにＬＣ共振回路２４は水平トレース期間中に１サイクルの発振を生じさせる 。水平偏向回路２０は、水平発振器および駆動回路２１、水平出力トランジスタ Ｔｒ□、ダンパ・ダイオードＤｄ、、、）レース・キャパシタＣｒおよび８字整 形キャパシタＣ８、水平偏向巻線ＬＨ１キャパシタＣｃｌｓとタップ付きインダ クタ”ｄｓとからなるＬＣ共振回路２４を含んでいる。

ラスタが長方形−平坦映像管の非球面フェースプレート上で走査されるとき、８ 字整形キャパシタＣ８はＳ学士を完全に修正することはできない。水平トレース 期間が５２．６マイクロ秒の持続時間であるときは、ＬＣ共振回路２４は水平ト レース期間の１／２の共振周期に同調する。すなわち−例として３８ＫＨｚの共 振周波数に同調する。ＬＣ共振回路２４は電圧■ｇｃａｒを水平偏向巻線−に供 給し、残留Ｓ字歪を修正するような形■で線偏向電流の波形を変形する。ＬＣ共 振回路２４の動作については、１９８５年３月２７日付けで「Ｓ字修正偏向回路 （Ｓ＝−Ｃｏ匪ＥＣＴＥＤ　ＤＥＦＴ、ＥＣＴ丁ＯＮＣ工ＲＣＵＩＴ）　Ｊとい う名称で出願されたビー、イー、ハフエル／Ｌ／（Ｐ、Ｅ、Ｈａｆｅｒ工）氏の 米国特許出願第７１６　、６８５号明細書中に詳絽に説明さねている。

電圧”ｇｃａｒは第４図中）に示さねている。基準水平リトリトレース・パルス 電圧■に対する電圧”ｇｃａｒの位相は、ｒ 時間ＥＨよ乃至ｔＨ４の線トンース期間中に、時間ｔＨ１、”ＨＯおよＵ　ｔＨ ａで波形の最大値が生じ１時間℃Σ（２およびｔＨ３で波形の最小値が生ずるよ うな２サイクルを発生するように定めらねている。

電圧■ｇｏａｒは変調器段５０の搬送波信号入力端子に供給される。電圧”ｍｏ ｄｖは変調器段５０の振幅変調信号入力端子５５に供給される。電圧’ｍ０ｃＩ Ｖは電圧■にｃａｒを変調して変調器段の出力端子５１に抑圧搬送波振幅変調ガ ルウィング修正電圧Ｖｇｃを発生する。

この発明の他の特徴によれば、垂直波形整形回路８０は第５図（ａ）に示すはソ 正弦波形の垂直変調電圧■ｍｏｄｖを発生する。正弦波電圧■□。ｄｖを得るた めに、サンプリング抵抗ＲＳの両端に発生する垂直鋸歯状電圧６２はポテンショ メータＲ１およびＤＣブロッキング・キャパシタＣ９を経て演算増幅器ＵＩＡの 反転入力端子に供給される。増幅器ＵＩＡは２重積分器として動作する。増幅器 ＵＩＡの出力信号は、ＲＣ回路網を経て演算増幅器ＵＩＢの反転入力端子に供給 されて電圧ｖｍＯｄｖを発生する垂直周波数、３次Ｓ字整形波形８１である。Ｒ Ｃ回路網の抵抗Ｒ３およびキャパシタＣ３は信号８１の幾らかの遅延を与えて、 電圧ｍｏｄｖを第５図（ａ）の時間Ｔｖｏの垂直トレース期間の中央部近くの０ 交差と適正に中心合わせする。

抑圧搬送波変調段５０の変調入力端子５５に発生した第５図（ａ）に発生する垂 直変調電圧■□。ｄｖはミ搬送波入力端子５２に発生した第４図（′ｂ）に示す ガルウィング搬送波周波数電圧■ｇｃａｒを変調して、出力端子５１に第４図（ ｃ）の線周波数時間スケールで示す変調されたガルウィング修正電圧Ｖｇｃを発 生する。

第５図（ａ）のフィールド・トレース時点ＴＶｏの中心に先行するラスタ走査の 上半部の期間中、変調電圧■□。ｄｖが負のとき、ＡＣ状のガルウィング修正電 圧７号。は、第４図（’ｂ）のガルウィング搬送波周波数電圧”ｇｅａｒで位相 の反転されたものを表わす。従って、垂直走査の上半部の期間中は、各線周期の 間の電圧■ｇｏは第４図０）の点線波形５６ｐによって表わされる。ガルウィン グ修正電圧Ｖｇｃの波形５６ｐは紳トレース期間ｔＨ工乃至ｔＨ４の期間中に２ サイクルの発振を行ない、巻線ＷａおよびＷｂの相対的な巻線極性が所定の極性 であわば、上記波形５６ｐは適正な位相となって、ガルウィング修正回路７０は 第１図のガルウィング修正電流＋’−ＶＣを発生することができる。

第５図（ａ）の時間ＴＶｏの後のラスタ走査の下半部の期間中は、変調電圧−ｏ ｄｖが正のとき、力゛ルウィング修正電圧Ｖｇｃは電圧”ｇｃａｒと同相で、第 ４図（Ｃ）の実線電圧波形５６ｎで示さ！７ている。電圧波形５６ｎの発振は第 １図のガルウィング修正電流−ＩＶｃの位相に転さねたちのにぴったりと対応し ている。

垂直変調電圧■ｍｏｄｖはガルウィング修正電圧■ｇｏを振幅変調し、第５図（ １））に示すように修正電圧の変調包絡線ｍｇｃを発生する。電圧Ｖｇｃの線反 復部分は第５図（至）に密接に接近して示した垂直線のセグメントによって概略 的に示さねている。ガルウィング変調包絡線ｍｇｃの高さまたＣま包絡線の分離 は時間Ｔ−至Ｔｂの垂ｉ偏向期間内で２サイクＩしの発振を生じ、時間ＴＶｏの 近くの垂直トレースの中心近くで包絡線の高さはＯＫなり、また時間ＴＶ□およ びＴＶ４近くの垂直トレースの開始点および終了点ではソＯの包絡線高さになる 。

変調包絡線ｍｇｃの垂直周波数振幅変調は、ガルウィング修正回路７０によって 、第５図（ｂ）の変調包絡線ｍｇｃとぴったりと対応し且つ同相の第１図に示す ガルウィング修正電流ｉｖｃの垂直周波数変調包絡線ｍｙを発生する。

第３図の変調器段５０は抑圧搬送波変調器として動作するので、ガルウィング修 正電圧Ｖｇｃの位相は垂直トレースの中心近くで波形５６ｐによって表わされる 位相から波形５６ｎによって表わされる位相に１８００切換えらねる。この位相 変化によってガルウィング修正回路７ｏは同時にガルウィング修正電流’ＶＣの 位相を垂直トレースの中心において適正なガルウィング歪の修正に必要な＋ｉｖ ｃから’ｖｃに変化させる。

この発明の特徴によりば、垂直偏向電流１■の上下ビンクッション修正は、ガル ウィング修正回路７ｏに関連して動作する上下ビンクッション修正回路６ｏによ って行なゎむる。ビンクッション修正回路６ｏは、ガルウィング変調電圧ｖ１と 直列に垂直偏向巻線Ｌｙに供給される上下変調電圧■２を発生する。上下変調電 圧■２は修正回路６ｏによって位相が定められた線周波数、正弦波電圧で、水平 トレース期間の中心近くでＯ軸と交差する。線周波数電圧■２の振幅包絡線は概 して鋸歯状形態で垂直周波数で変化するようにさね、ラスタの頂部および底部近 くで最大の包絡線高さを有し、中心近くで高さ°０になる。

上下変調電圧■２を発生させるために、制御回路６１は線周波数信号、フライパ ・ン・り変成器２２によって発生されるリトレース・パルス電圧２３および垂直 周波数信号の鋸歯状電圧６２に応答する。制御回路６１は線周波数、２レベル、 矩形波制御電圧１３３Ｈを発生する。上下制御回路６１の詳細な実施例を含む上 下ビンクッション修正回路６０は、１９８５年４月２日付けで「上下ビンクッシ ョン修正された偏向回路（ＮＯＲＴＨ−６ＯＵＴＨＰ工ＮＣＵＳＥ（ＩＯＮ　Ｃ ０ＲＲＥＥＣＴＥＤ　ＤＥＦＬＥＣＴＩＯＮＣＩＲＣＵ工Ｔ）Ｊという名称で出 願されたハフェルル（Ｐ、Ｅ。

Ｈａｆｅｒｌ）氏の米国特許出願部７１９　、２２７号明細書中に詳細て示さね ている。

上下制御回路６１は線周波数制御電圧１３３Ｈの振幅レベル１３３ａおよび１３ ３１）を鋸歯状形式で垂直周波数で変化させ、レベル１３３ａはレベ、Ｌ／１３ ：ｓｂと反対方向に変化する。上下制御電圧１３３Ｈはバッファ、トランジスタ 叫を経てＡ級モードで動作する電力トランジスタＱ８のベースに供給すわる。

トランジスタＱ８は上記変成器Ｔ２の１次巻線Ｗ６に供給される。変成器Ｔ２の ２次巻線Ｗｐはガルウィング変成器Ｔ１の２次巻線Ｗｂおよび垂直偏向巻線ＬＶ と直列に結合さねている。

上下変成器Ｔ２の２次巻線ＷｐとキャパシタＣ工、は線周波数に同調したＬＣ共 振回路６３を形成している。

線周波数の矩形波電圧１３３Ｆ（に応答して、電力トランジスタＱ、８は共捗回 路６３を線周波数で発振するように付勢し、垂直偏向巻線Ｌｙに供給される線周 波数の上下変調電圧■２を発生させる。制御信号１３３Ｈのレペ／ｌ／１３３ａ と１３３ｂの垂直周波数の変化に従って電圧■２の包絡線の振幅は垂直周波数で 概して鋸歯状形態で変化する。

上下変調電圧■２の正弦波特性はガルウィング歪修正回路７ｏが適正な程度のガ ルウィング修正を与えるのを助ける。正弦波の上下変調電圧■２が垂直偏向巻線 Ｌ■に供給されると、垂１に偏向電流）−■に電圧■２から９０’位相のすねた 余弦上下修正電流成分を発生させる。かくして、第１図の線走査時間ｔ［（□乃 至ｔＨ４’関して、垂直偏向電流１■の上下修正電流成分は時間ｔＨｏにおける 水平トレースの中心において最大の大きさに達する。

上下ビンクッション歪を実質的に修正することに加えて、余弦修正電流はまたガ ルウィング歪の修正を助ける。

上下修正電流は第１図の時間ｔＨ２およびｔＨ３の近くで余弦電流のＯ軸交差時 にその極性を変える。上下修正電流のこの極性変化は第１図のガルウィング修正 電流成分トの曲率はその中心近くで比較的浅く、長軸および短軸の双方に平行な 径路だ沿う端縁部近くにおいて増大している。フェースプレートの端縁ははソ平 坦で、頂部、底部、左右端縁部に沿う各点は実質的に共通の平面内にある。長方 形−平坦映像管の非球面フェースプレート上のラスタ走査に関連する上下ビンク ッション修正を行なうとき、直線的な鋸歯状上下変調包絡線を使用すると、例え ばラスタの中心近くでは修正振幅が大きくなり過ぎ、頂部および底部では修正振 幅が小さ過ぎ、残留上下ピンクランボン歪が生ずる。上下ビンクッション修正回 路６０は、垂直周波数修正包絡線を非直線的に＆形整形してこのような残留歪を 修正する。

この発明の特徴によりば、垂直波形整形回路８０によって発生される変調電圧■ 、。ｄｖはガルウィング修正回路７０に供給されることに加えて、上下制御回路 ６１にも供給され゛Ｃ上下修正電流包絡線を非直線的に波形整形する。第３図に は示さねていないが、上下制御回路６１において、垂直周波数電圧ｖｍｏｄｖは 垂直周波数鋸歯状電圧６２に算術的に加算されて上下制御電圧１３３Ｈのレベル １３３ａとｌ：ｓｓｂを垂直周波数で変化させる。前述のハブエルル氏の米国特 許出願７１９　、２２７号明細書中に示さねているように、制御回路６１は重畳 された電圧を処理して、ラスタの中心線を走査する低修正電流振幅では包絡線の 高さが僅かに圧縮さね、ラスタの頂部および底部の線を走査するより大きな修正 電流振幅では包絡線の高さが僅かに伸張されるように包絡線を変化させる。こね によって長方形−平坦映像管における残留上下ビンクッション誤差をかなり補償 することができる。

垂直偏向増幅器４１は線周波数で相当な出力インピーダンスを呈するので、上下 ビンクッション修正回路６０によって生成される垂直偏向電流の線周波数変調は 垂直偏向増幅器４１の出力電圧４２中に線周波数成分を発生させる傾向がある。

実情回路化された垂直偏向増幅器は、電圧制限効果を生じるのを防止するために 充分に大きな電源電圧を使用することはできない。そのため、フィールド走査の 上部および底部で非直線駆動が生じる。

電圧制限効果を防止するために、垂直偏向巻線Ｌ■は、この垂直偏向巻線Ｌ■と ガＩ＋／ウィング変成器Ｔ１の２次巻線Ｗｂとの直列組合せと並列に配置さねた キャパシタＣ工、とダンピング抵抗Ｒ５３とによりはソ線周波数に同調している 。この構成によりば、線周波数上下修正電流は同調回路内を循環する。同調回路 ４３のインピーダンスは線周波数で比較的高いので、垂直偏向増幅器４１の出力 端子には線周波数電圧は殆んど現われない。ガルウィング修正電流周波数は線周 波数と異っているので、ガルウィング変成器Ｔ１のインピーダンスを同調回路４ ３に含ませる必要がある。

上下ビンクッションおよびガルウィング修正を与えるために、変調電圧■２およ びＶｌは垂直偏向巻線Ｌ■に供給される前に重ね合わされる。この重畳は、変成 器Ｔ２のＬＣ同調回路６３とガルウィング変成器Ｔ１の２次巻線Ｗｂとの直列結 合によって行なわわる。

２７Ｖ長方形−平坦映像管において存在する比較的太きなビンクッション歪を修 正するためには大きな電圧振幅を必要とするので、ＬＣ共振同調回路６３は正弦 波上下変調電圧■２を発生させるために都合よく使用することができる。垂直偏 向電流１■のうちの上下成分は偏向電流の例えば１０％になるが、ガルウィング 成分は僅か２％である。

上下電圧■２はピーク値で約８０ボルトの大きさに達するが、ガルウィング電圧 ■１はピーク値で約１８ボルトの大きさに達するにすぎない。

この発明の特徴によれば、ガルウィング変成器Ｔ１の２次巻＠Ｗｂは、例えば線 周波数の約２倍の３８ＥＧ（Ｚのガルウィング変調電圧■１の主構成周波数にお いて直線インピーダンスを呈する。約：５ａＫＨｚの周波数領域において巻線Ｗ ｂのインピーダンスを直線状に維持することによって、ガルウィング変成器Ｔ１ と上下変成器Ｔ２の同調回路６３との間の好ましくない相互作用は防止される。

適正量のガルウィング修正を行なうために、ガルウィング変調電圧■１に必要な 電圧振幅は上下変調電圧■２に必要とする電圧振幅よりもかなり小さいので、関 連する変調電圧を発生させるのに変成器Ｔ１よりもむしろ変成器Ｔ２を同調させ るように週ぶのが有利である。従って、上下変成器Ｔ２を線周波数に同調させる ためにキャパシタＣ□ヮのようなキャパシタが使用されているが、ガルウィング 変成器Ｔ１を線周波数の約２倍のガルウィング変調周波数に同調させることので きる同調素子は設けらねていない。

次に抑圧搬送波変調器段５０の動作を詳細に説明する。

変調器段５０はガルウィング修正回路のみならず他の使用目的のためにも有利に 使用することができる。抑圧搬送波変調器は、簡単、安定性、低コスト、ＤＣか らの直線動作、損傷部品は存在しないこと、出力濾波を避けること、の１あるい ζオそれ以上を必要とする分野で使用される。抑圧搬送波変調器段５０は僅か３ 個のトランジスタと２個のダイオードを使用した単純な回路中で上述の特徴を兼 ね備えている。−適用例として、変調器５０を低周波数マｌレチプワイヤ中で使 用することができる。

第６図は搬送波電圧が理想的な搬送波電圧源Ｓ。によって発生さねた正弦波電圧 ■ｃＡＲである一般的な場合に対する抑圧搬送波変調器５０を示している。同様 に変調電圧は理想的な変調電圧電源ＳＭによって発生された低周波正弦ｅ電圧■ ＭｏＤである。第６図の抑圧搬送波変調器５０は差動接続されたトランジスタＱ ｌおよびＱ２からなる差動増幅器５４ト、Ｉ−ランジスタＱ工のベースにおける 差動増幅器５４の第１の入力端子５７に負帰還電圧を供給する反転トランジスタ 気とを含んでいる。

変調器の動作を説明するために、電圧源ＳｃとＳＭの双方が存在せず、また変調 器の入力端子５２および５５はアースさねていると仮定する。この発明の特徴に 従って、このりＱ工のベースにおける入力端子５７への負帰還により、入力端子 ５７の電圧をトランジスタＱ２のペニスにおける差動増幅器の入力端子５８の基 準電圧レベ！しに維持している。

ベース抵抗Ｒ工。およびＲ工。を等しい値に選択することにより、端子５１にお ける変調器の出力電圧■ｏＵＴは平衡状、態でツェナ・ダイオードＤ２の基準電 圧ＶＲＥＴに維持される。

差動接続されたトランジスター工およびＱ２のエミッタ電流あるいは差動増幅器 のバイアス電流１□はトランジスタＱ２およびＱ工のコレクタにおいてそわぞね 電流ｉ２とｉ３に分割される。反転トランジスターのコレクタ４流の振幅は電流 ｉ２を反映したものであるが位相は反転している。トランジスタＱ３のコレクタ 電流は電流−１□として出力端子５１に向って流ねる。ダイオードＤ工はトラン ジスタＱ３のベース−エミッタ電極の両端間の電圧の温度によるドリフトを補償 する。

今、搬送ｆ！！電圧源ＳＣは端子５２に結合さねていて、第７図（ｂ）に示すよ うにその端子に正弦ｅＩＭ送ｅ電圧ＶｃＡＲを発生すると仮定する。また入力端 子５５はなおアースされていると仮定する。電圧■ｃＡＲによって発生された搬 送波電圧は抵抗Ｒ工、中の成分として差動接続されたトランジスタＱ工およびＱ ２のエミッタの共通接続端子に流わる。この搬送波電流成分はコレクタ電流１２ および１３中の同相成分トシテ反映さね、トランジスタＱ３によって反転されて 電流−１′２中の反転された搬送波電流成分を発生する。電流−１′２の反転搬 送波電流成分は平衡ポテンショメータＲ工。

および抵抗Ｒ工、を経て流れる非反転搬送波電流成分と端子５１において算術的 に加算される。ボテンンヨメータＲ工、を適当に調整することにより、端子５１ において搬送波電流は完全に相殺される。端子５１は電圧■○ｔＪＴが発生する 変調器出力端子であるから、変調器５′０が平衡した状態では、搬送波電流の打 消しは出力端子５１における搬送波電圧の完全な抑圧と等価である。

第７図（ａ）に示すように変調電圧ｖＭｏＤは差動増幅器５４を不平衡にする。

端子５１におけるＤＣ電圧は電流ｉＭｏＤに反比例して変化する負帰還電流−Ａ ｈ／２の作用によって実質的に一定に維持される。電流１゜およびｉ３の不平衡 は電流’１．４０Ｄにも比例している。その結果、電流１□および−’ｘ／２の 搬送ｅ電流成分は電流１Ｍ０Ｄに反比例して変化する。電圧■ＭｏＤが第７図の 時間ｔｐの近くで生ずるように正で増大すると、負帰還ル−プは電圧■ＭＯＤの 振幅に従って電流−１７２をその平衡化ＤＣレベル以下に減少させる。電流−４ ，／２の減少は反転搬送波電流成分の大きさの減少も含んでいる。

ポテンショメータＲ１４およびＲ□３を経て流ねる非反転搬送波成分はもはやト ランジスタζからの反転搬送波電流成分によっては相殺さねない。かくして非反 転搬送波成分は、電圧ｖＭＯＤの振幅の変化に従って変化する振幅をもった変調 された搬送波層ｅ数出力電圧ＶｏＵＴとして変調器の出力端子５１に現われる。

第７図の時間ｔｎの近くで生ずるような電圧■ＭＯＤが負のとき、電圧■ＭＯＤ の負方向変化は反対の効果をもち、電流−１７２の反転された搬送波電流成分を 増加させる。

電圧ｖｏＵＴに関するこの変調処理の結果は、電圧■ＯＵＴを振幅変調された抑 圧搬送波電圧として示す第７図（ｃ）Ｋ、示さねている。第７図（ａ）の電圧■ ＭｏＤが時間ｔ。の近くにおいて０のとき、電圧■ＯＵＴの搬送波電圧”ＯＵＴ は抑圧される。

差動増幅器５４およびトランジスタＱ３を経由する負帰還ループは、変調電圧の すべての°振幅レベＭにおいて出力端子５１に変調電圧■ＭＯＤのベースバンド 周波数が現われるのを実質的に抑圧する。、トランジスタＱ２のペース電？ｉ？ Ｅヲ変調するのに必要な少量の変調電圧はそれ程重要ではないので無視できる。

しかしながら、負帰還ループは電圧■ｏＵＴの搬送波部分を充分に抑圧すること はできない。バイパス・キャパシタＣ４は端子５７における電圧■ＯＵＴを減少 させる。キャパシタＣ５は差動増幅器５４の２個の入力端子５７と５８との間に 都合よく結合さねており、このキャパシタＣ５の値は搬送波電圧ｖＣＡＨの周ｅ 数を中心とする周波数において端子５７と５８との間に実質的な短絡回路を与え ている。差動増幅器５４は高い共通モード打消し作用を示すので、電圧■ＭｏＤ が変調器５０を不平衡にするとき、出力端子５１に搬送波電流が発生するのは、 入力端子５７に搬送波電流が同時に発生してもそｔＩＫよって悪影響を受けない 。

そわにもか−わらず端子５７および５８における電圧は電流１□および重畳され た搬送波電流成分を少しは変調するので、電圧■ＭＯＤが変調器５０を不平衡に すると多少の共通モード搬送波帰還が生ずる。こねは抵抗１１の代りに電流源と して動巾するトランジスタ装置を使用することによつて改善される。抵抗Ｒ工、 Ｃまこのトランジスタ電流源の制御端子に適当な方法で接続源わて電流ｉ□を電 圧■ｃＡＲによって変調する。周波数範囲および最大利用可能出力電圧”ＯＵＴ は相当に増大される。その結果Ｒ工、を流れる搬送波電流のすべてがコレクタ電 流１゜およびｉ３としてトランジスタＱ□および％を通過するわけではない。

他の抑圧搬送波変調器回路とは違って変調器５０は直線的に動作する。変調器の 出力電圧■ｏＵＴは乱されることζまないから、出力電圧を低域濾波したり出力 端子５１に第２高調波トラツプを設ける必要はない。変調器５０の他の利点は、 変調性能を低下させることなく動作中搬送波周波数を変えることができるという 点である。従って、たとえ搬送波周波数が純正弦波でなくても、変調された出力 電圧の質が低下することはない。これらの利点は、一部は、変調端子５１におい て大きさの変化する反転搬送波信号と非反転搬送波信号とを加算する直線処理に よって行なわねるという事実によるものである。

第８図は異った構成をもった上下ビンクッション歪およびガルウィング歪修正回 路を含むこの発明による別の形式の垂直偏向回路８４０を示す。この回路は大量 のガルウィング修正を必要とするときに使用することができる。

第８図において、通常の設計に係る垂直偏向増幅器Ｕ１は垂直出力電圧ＶＵ□を 垂直偏向巻線Ｌ■に供給して垂直偏向電流１ｙを発生させる。上下ビンクッショ ン修正回路１００は上下変成器１２１の巻線１２１ａの両端間に上下ビンクッシ ョン修正電圧ＶＮｓを発生する。ガルウィング修正回路２００はガルウィング変 成器２２１の巻線２２１ａ、の両端間にガルウィング修正電圧■ＧＬを発生する 。２つの変調電圧ｖＮｓおよび”ＧＬは垂直偏向巻線Ｔ、ｙに直列に供給されて 垂直偏向電流１■を２つの変調電圧に従って変調し、それによって長方形−平坦 映像管中の走査されたラスタの上下ビンクッション歪およびガルウィング歪修正 を行なう。

垂直偏向電流（はガルウィング修正回路２００から流ねた後、サンプリング抵抗 Ｒ８および結合キャパシタ警を経てダイオード・ステアリング・ブリッジ回路１ ２３の端子１２４に結合された巻線１２１ａおよび共振キャパシタ１２０に結合 されていて直列共振回路１２０を形成し且つブリッジの端子１２４と端子１２５ との間に結合された巻線１２１ｂを具備している。直列共振回路１２０はは！− ″線周波数１ｃ同調している。

バイポーラ・トランジスタ１３２とｔＷ効果トランジスタ１３３とからなる上記 変調器電流スイッチ１３４はブリッジ端子１２６と端子１２７との間に結合さね ている。ブリッジ端子１２７からトランジスタ１３２のエミッタ電極とトランジ スタ１３３のソース電極との接続点１４６への接続は、水平リトレース期間中は 比較的大きな値のキャパシタ１４１の分岐路によって、また水平トレース期間中 は水平フライバック変成器の２次巻線１３９と、小さな値の抵抗１３９と、ダイ オード１４０との直列接続によって、水平リトレース期間中と水平トレース期間 中交互に行なわゎる。

トランジスタ１３２は、水平リトレース期間中は端子１４６′において正の、水 平フライバック変成器の２次巻線１３９の両端間に発生するりトレース・パルス ！圧１３８　Ｋよって線周波数で切換えらねる。ツェナ・ダイオード１３５ト抵 抗１３６はトランジスタ１３２のベース電流および逆方向ベース電圧を制限する 。

ｉｔ効果トランジスタ１３３の導通は、そのトランジスタのゲート電極に供給さ れた垂直周波数制御電圧８４によって垂直周波数でパラボラ状に変化させらねる 。パラボラ制御１電圧８４は結合キャパシタＣ■の両端間に発生するパラボラ電 圧８１から発生される。パラボラ電圧８１は非反転増幅器１４７によって増幅さ れて、制御変成器１４６の１次巻線１４６ａの点の付された端子に同相のパラボ ラ電圧８２を供給する。変成器の２次巻線１４６ｂの点の付された端子は抵抗１ ４４を経て電界効果トランジスタ１３３のゲート電極に結合されている。２次巻 線１４６ｂの点の無い端子はソース電極に結合さねている。ゲート電極のバイア スはＤＣバイアス源１４５によって与えられる。

巻線１４６ａと１４６ｂの相対的な巻線極性は、結合キャパシタＣＶの電圧８１ と同相のパラボラ制御電圧８４を発生するよるように定められている。従って、 パラボラ電圧８４は垂直走査の中心近くで最大の振幅に達し、垂直走査の頂部お よび底部近くで最小の振幅に達する。

上下ビンクッション修正回路１００の動作を説明するために、ラスタの頂部が走 査されており、正の垂直偏向電流が上下変成器２１１の巻線１２１ａの点の付さ れた端子に流れ込むと仮定する。所定の線走査の水平リトレー゛ス期間中、リト レース・パフレス電圧１３８はバイポーラ・トランジスタ１３２のベース−エミ ッタ接合ヲ逆バイアスして、コレクタの導通を遮断する。

巻線１２１ａの点の無い端子から流れ出る垂直偏向電流は２つの分岐路に分流す る。垂直偏向電流ｉｖに対する第１分岐路は直列共振回路１２０の上下変成器巻 線１２１ｂとキャパシタ１２２とを経由する径路である。垂直偏向電流１■に対 する第２の分岐路はダイオード・ブリッジ１２３の電流ステアリング・ダイオー ド１２８、電界効果トランジスタ１３３のソースードンン電流路、キャパシタ１ ４１オよヒステアリング・ダイオード１２９を経由する径路である。垂直偏向電 流１■の２つの分岐電流はガルウィング変成器の巻線２２１ａの点の付された端 子で再合成される。

水平リトレース期間中、直列共振回路１２０中を流れる垂直偏向電流の部分は上 下変成器１２１の巻線１２１ｂ中とキャパシタ１２２中にエネルギを蓄積させる 。直列共振回路１２０中に流ねる電流の大きさと蓄積されるエネルギは、巻線１ ２１ａの点のない端子から電界効果トランジスタ１３３に分岐する垂直偏向電流 １■の大きさに逆方向に関連している。この発明の特徴てよりば、電界効果トラ ンジスタ１３３の導通度を制御することによって、直列共振回路１２０中の電流 の大きさは逆方向の形式で制御される。

水平トレース期間中、水平パルス電圧１３８はバイポーラ・トランジスタ１３２ のペース−エミッタ接合ヲ順バイアスしてコレクタの導通を飽和させる。トラン ジスタ１３２が飽和状態で導通することにより、ダイオード・ブリッジ端子１２ ６と１２７との間のトランジスタ１３２、水平フライバック変成器の巻線１３９ の短絡回路、低い値の抵抗１５１およびダイオード１４０を経て実質的な短絡回 路を形成する。

端子１２Ｇと１２７とが互いに短絡されると、直列共振回路１２０はは１１波数 のその共振周波数で電流および電圧の発振を生じさせる。正弦波電圧は上下変成 器の巻線ｘ２１ｂの両端間て発生し、その電圧は巻線１２１ａに変成器結合さね 且つ電圧ＶＭＳどして垂直偏向巻線Ｌ■に供給さね、垂直偏向電流ｉｖに余弦修 正電流成分を発生させる。上下変成器１２１のインダクタンスを調整することに より、発振の位相および周波数を調整して、水平Ｆレース期間の中央において最 大の余弦修正電流を生じさせる。

水平トレ・−ス期間中の共振発振の振幅は、先行する水平リトレース期間中に直 列共振回路〕２０に蓄積されるエネルギ量の関数となる。蓄積されたエネルギの 量は電界効果Ｉ−ランジスタ１３３の導通に反対方向に関連するので、上記電界 効果トランジスタ１３３のゲート電極に垂直周波数パラボラ制御電圧８４を供給 することにより上下ビンクッション修正電圧■Ｎｓは適正に振幅変調される。パ ラボラ電圧８４は垂直トレースの中心部で最大になり、垂直トレースの頂部およ び底部ではソ最小になる。電界効果トランジスタ１３３の導通と上下ビンクッシ ョン修正電圧■ｔｑｓの振幅との間には逆方向の関係があるので、第９図（ａ） に示すように電圧■Ｎｓの変調包絡線はラスタの頂部および底部においてはｙ最 大包絡締高さになり、ラスタの中心近くで高さＯＫなる。上下修正用にパラボラ 制御型−平坦映像管のフェースプレートを走査するときより良好な上下包絡線波 形整形を行なうことができる。

ラスタ走査の下半部の期間中は、垂直偏向電流）−■が負のときは、ダイオ・− ド・ブリッジ１２３の電流ステアリング・ダイオード１３０および１３１は、水 平リトレース期間中電界効果トランジスタ１３３中を流れる垂直偏向電流１■の 分岐路を導通させる□垂直偏向電流１■が負のとき、水平ＩＪ）レース期間中に 直列共振回路１２０中を流ねる電流１□２ｏはキャパシタ１２２から」二下変成 器巻線１２１ｂの点の無い端子に流ね、その電流の方向は上半部のラスタ走査の 間の電流の方向と逆方向になる。従って、下半部のラスタ走査期間中は、上下ビ ンクッション修正電圧ＶＮｓの位相は上半部のラスタ走査期間中の電圧の位相と １８０°切換っている。

電流制限抵抗１５１と面ダトに肱合さ七、たダイオード１４０は水平トレース期 間中リトレ・−ス・パルス電圧１３８を整流し、ヤヤパシタ］４１の両端間に２ 個のダイオード１４２およびユ４３が導通しているとき、こねらのダイオードに よって生成される２個のダイオードの電圧降下に等しい大きさの電圧を発生させ る。このように端子１２７と１４６との間に発生した２個のダイオードの電圧降 下は、ダイオード・ブリッジが導通している間に垂直トレースの中心近くで垂直 偏向電流に歪を生じさせる傾向のある端子１２４と１２５との間に発生する２個 のダイオードの電圧降下を補償する。

ガルウィング修正回路２００は同様な素子を使って上下ビンクッション修正回路 と同じように設計さねていて、同じような形態で動作する。ガルウィング修正回 路２００は、垂直偏向電流ｉ■が流れる巻線２２１ａを有するガルウィング変成 器２２１と、電流ステアリング、ダイオード・ブリッジ２２３と、ガルウィング 変成器の１巻線２２ｂとブリッジ端子２２４と２２５との間知結合されたキャパ シタ２２２とを含む直列共振回路と、バイポーラ・トランジスタ２３２と電界効 果トランジスタ２３３とからなるガルウィング変調器電流スイッチ２３４とを含 んでいる。

水平リトレース期間中、リトレース・パルス電圧２３８はバイポーラ・トランジ スタ２３２のベース−エミッタ接合を逆バイアスして、そのコレクタの導通を遮 断する。

垂直偏向電流１ｙはガルウィング変成器の巻線２２１ａの点の無い端子で２つの り岐路に分れて、電流サンプリング抵抗Ｒ＄で再合成さｔする。垂直偏向電流１ ■は電界効果トランジスタ２３３を含む第１の分岐路と、直列共振回路２２０を 含む第２の分岐路とを流ねる。直列共振回路２２０を流れてこねに蓄積されるエ ネルギ量は電界効果トランジスタ２３３の導通度に逆方向に関連する。

次ノ水平トレース期間中、す°トレース・パルスｆｆ電圧２３８はトランジスタ ２３２を飽和コレクタ導通状態に順バイアスし、直列共振回路２２０中に線周波 数の約２倍の共振周波数で共振発振を生じさせる。水平トレース期間中、ガルウ ィング変成器の巻線２２１ｂ中に約２回の電流および電圧の発振を生じさせる。

巻線２２１ｂの両端間に発生する発振電圧は線周波数の約２倍の周波数の発振ガ ルウィング修正電圧■ＧＬとして巻線２２１ａに結合さね、この修正電圧ｖＧＬ は垂直偏向巻線Ｌｙに供給される。発振電圧■ＧＬは線周波数の約２倍で垂直偏 向巻線中にはソ正弦波のガルウィング修正電流成分１■を発生させる。変成器２ ２１のインダクタンスは、ガルウィング修正電流成分の周波数が適正な周波数に なり且つ水平トレース期間内にガルウィング修正電流成分の位相が適正になるよ うに調整される。

ラスタ走査の頂部からラスタ走査の底部まで正確なガルウィング修正を与えるた めに、ガルウィング修正電圧■ＧＬの変調包絡線は、第９図（ｂ）に示すように 、中心ラスク線を走査しているときのみならず頂部および底部の双方のラスク線 を走査しているときも理想的には高さが０近くになるべきである。ガルウィング 修正電圧■ＧＬの最大変調包絡線高さは理想的にはラスタ走査の中心と頂部また は中、ひと底部との中間点において生ずる必要がある。

変調包絡線の高さが垂直偏向期間中実質的に２寸イクル発振する第９図ＣＩ″ｌ ）に示すガルウィング変調包絡線波形を得るために、ガルウィング修正制御電圧 ８５は電界効果トランジスタ２３３のゲート電極に供給さねて、その制御電圧に 従ってトランジスタ２３３の導通度を変化させる。

制御電圧８５は結合キャパシタＣ■の両端間に発生する垂直周波数パラボラ電圧 ８１から取出された垂直周波数パラボラ波形で、非反転増幅器２４７に供給さｔ ｌて非反転パラボラ出力電圧８３が発生される。電圧８３は制御変成器２４６の １次巻線２４６ａの点の付された端子に供給されてパラボラ電圧８５を発生させ る。

変成器の２次巻線２４６ｂの巻線極性はパラボラ８１に対してパラボラ８５の位 相が反転するように定められている。

こねによってパラボラ８５の位相は上下ビンクッション修正回路１００のパラボ ラ１００の位相に対してもに転されて直走査の中心で最小の振幅になり、垂直走 査の頂部および底部近くでほぼ最大の振幅になる。パラボラ・ガルウィング制御 電圧８５を使用すると、電界効果トランジスタ２３３の導通をパラボラ状に変化 させることができて都合がよい。垂直走査の頂部および底部でトランジスタは最 大の導通度を示し、垂直走査の中心で最小の導通てなる。

垂直走査の頂部および底部で電界効果トランジスタ２３３が最大の導通を示すこ とにより、これらの垂直走査時近くて生ずる対応する水平リトレース期間中に直 列共振回路２２０中を流れる垂直偏向電流は最小になる。垂直走査の頂部および 底部において直列共振回路２２０を流ねる電流およびそこに蓄積されるエネルギ が最小になることにより、ガルウィングの修正に必要とする対応する水平トレー ス期間中の直列共振回路２２０中の電流および電圧の発振は最小になる。垂直走 査の中心近くでは電界効果トランジスタ２３３の導通は最小になる。しかしなが ら、垂直走査の中心では上下ビンクッション修正垂直偏向電流１ｙはＯになるの で、直列共振回路には共振発振を生じさせるための電流は流り込まない。従って 、ガルウィング修正を適正に行なうのに必要なようＫ、垂直走査の中心部ではガ ルウィング修正電圧■ＧＩ、の変調包絡線もまた０になる。

ラスク走査の下半部の間は、垂直偏向電流１■が負のとき、水平リトレース期間 中ダイオード・グリッジ２２３の電流ステアリング・ダイオード２３０および２ ３１は導通し、電界効果トランジスタ２３３中を流れる垂直偏向電流１■の分岐 路となる。垂直偏向電流１■が負のとき、水平リトレース期間中に直列共振回路 ２２０を流わる電流１２２０はキャパシタ２２０からガルウィング巻線２２１ｂ の点の付された端子に流れ、その電流の方向はラスク走査の下半部の期間中の方 向と逆になる。かくして、ラスク走査の下半部の期間中、ガルウィング修正電圧 ■ＧＬの位相は、ラスク走査の上半部の期間中にその電圧がとる位相から１８０ ０切換えられる。

ｊ菊　ａ　！１　審　親　牛

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）蛍光体スクリーンを有する映像管と、上記蛍光体スクリーン上を走査して ラスタを形成するために線およびフイールド偏向巻線にそれぞれ線およびフイー ルド偏向電流を発生させるための線およびフイールド偏向回路とを含み、 上記映像管は比較的平坦な形状の非球面フエースプレートを有し、そのため上記 ラスタはガルウイング歪を受けることがあり、 さらに、線周波数で反復する第１の信号と、フイールド周波数で反復する第２の 信号とに応答して、フイールド偏向トレース期間中の線偏向期間中、対応するラ スタ走査線のガルウイング歪修正を与えるような態様で上記フイールド偏向電流 を変調するためのガルウイング歪修正手段を含む映像管表示装置。