JPS61501743A - 上下ピンクツシヨン修正偏向回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 上下ビンクッション修正偏向回路 〈発明の分野〉 この発明は南北（Ｎ−Ｓ）ピンク′ツション修正偏向回路すなわち上下ビンクッ ション修正偏向回路に関する。

〈発明の背景〉 テレビジョン受像機あるいはコンピュータ・モニタ等で知られている幾何学的な 歪を修正するためにフィールド偏向電流の変調を必要とする。この歪の原因はビ ームの走査曲率半径と映像管のフェースデフ−計の曲率半径との間の差によるも のである。非球面フェースプレート湾曲面をもったよシ平坦なフェースプレート 映像管は、通常の球面フェースプレート映像管用の上下ビンクッション修正よシ もよシ複雑な形式の修正を必要とする。

複雑な湾曲面のフェースプレートをもった形式の映像管は次の米国特許出願明細 書中に示されている。

／：　１９８３年２月２５日付は米国特許出願第４６９，７７２号、発明者「エ フ　アール　ラグランド　ジュニア（Ｆ、Ｒ。

Ｒａｇｌａｎｄ、　、Ｔｒ、）　Ｊ　、発明の名称「改良されたシャドウ・マス ク形状を有する陰極線管（ＣＡＴＨＯＤＥ　−ＲＡＹ　ＴＵＢＥＨＡＶ工ＮＧ　 ＡＮ　工ＭＰＲＯＶＫＤ　ＳシリＯＷ　ＭＡＳＫ　Ｃ０ＮＴＯＵＲ）　Ｊ　、　 １９８４年９月１２日付けで公開されたイギリス国特許出願第２１３６２００Ａ 号に対応（特開昭５９−１６３７３号に対応）。

２　１９８３年２月２５日付は米国特許出願第４６９，７７４号、発明者ｒエフ 　アール　ラグランド　ジュニア（Ｆ、Ｒ。

Ｒａｇｌａｎｄ、　Ｊｒ、）　Ｊ　、発明の名称「実質的に平坦な外面のフェー スプレート・パネルを持った陰極線管（ＣＡＴＨＯＤＥ−ＲＡＹ　ＴＵＢＥ　Ｈ ＡＹ工ＮＧ　Ａ　ＦＡＣＥＰＬＡＴＥ　ＰＡＮＥＬ　ＷＩＴＨ，ＡＳＵＢＳＴＡ ＮＴ工ＡＬＬＹ　ＰＬＡＮＡＲＰコニＰＨＥＲＹ　）Ｊ　、１９８４年９月１２ 日付けで公開されたイギリス国特許出願第２１３６１９８Ａ号に対応（特開昭５ ９−１６３７３８号に対応）。

３、　１９８３年２月２５日付は米国特許出願第４６９，７７５号、発明者「ア −ｖ　ジエー　ダマト（ＲｏＪ、　Ｄ’Ａｍａｔｏ　）他」、発明の名称［長軸 および短軸に沿って異なる曲率１９８４年９月１２日付けで公開されたイギリス 国特許出願第２１３６１９９Ａ号に対応（特開昭６０−１５８０５６号に対応） 。

４ｔ、１９８３年９月６日付は米国特許出願第５２９，６４４号、発明者「アー ル　ジエー　ダマト（Ｒ，Ｊ、　Ｄ’Ａｍａｔｏ　）他」、発明の名称「木質的 に平坦なスクリーン外面のフェースプレート・パネルを持った陰極線管（ＣＡＴ ＨＯＤＥ　−ＲＡＹＴＵＢＥ　ＨＡＶ工ＮＧ　Ａ　ＦＡＣＥＰＬＡＴＥＥ　ＰＡ ＮＥＬ　ＷＩＴＨＡＮ　ＫＳＳＥｌｉＮＴ工ＡＬＬＹＰＬＡＮＡＲ５ＣＲＥＥＮ 　Ｐ正工ＰＨ臣Ｙ　）　４　、１９８５年５月１日付けで開昭６０−７２１４６ 号に対応）。

ＲＣＡ　１１０’　Ｃ０ＴＹ　−ＳＰ、矩形−平坦面、２ｒｔＶ、カラーテレビ ジョン映像管Ａ６ａＡＣＣ１ｏＸで代表されるような平坦なフェースプレート陰 極線管の１形式では、フェースプレートの中心に関する陰極線管のフェースプレ ートのミリメートルで表わしたサジタル高さＺｌ−ｉ次式によって表わされる。

Ｚ＝ＡＩＸ２＋Ａ２Ｘ４＋Ａ３Ｙ２＋Ａ４Ｘ２Ｙ２＋Ａ５ｘ４Ｙ２＋Ａ６Ｙ４＋ 　Ａ７Ｘ２Ｙ’＋　Ａ８Ｘ’Ｙ’ こ＼で、ＸおよびＹはそれぞれ長軸および短軸に沿ってフェースプレートの中心 からのミリメートルで表わした距離座標であり、また Ａ　−−０，２３６４２４２２９ＸＩＯ’Ａ２＝−０，３６３５３８５７５ＸＬ Ｏ−８Ａ３＝−〇、４２２４４１０６３ＸＩＯ−３Ａ　＝−０＋２１３５３７３ ５５ＸＩＯ−８Ａ５＝　＋０，８８３９１２２２０ＸＩＯ−１３Ａ６＝　−０， １０００２０３９８Ｘ　１Ｏ−９Ａ、＝　＋Ｏ，１１７９１５３５３ＸＩＯ−１ ４Ａ８＝　＋０．５２７？２２２９５ＸＩＯ−２１この式によって特定される映 像管のフェースプレートはその中心部近くで比較的浅い曲率を有し、映像管の長 軸および短軸の双方に平行な線に沿う端縁近くで大きくなっている。総合結果と して比較的平坦に見えるフェースプレートとなシ、平坦な端縁部、すなわち頂部 、底部、右端、左端に沿う点が実質的に共通な面内に位置するフェースプレート となる。

〈発明の概要〉 この発明の特徴によれば、非球面フェースプレートを有する映像管に関連して使 用される上下ビンクッション修正回路は、非直線的なフィールド偏向回路の水平 周波数（水平率）変調を生成する。非直線性はフェースプレートの非球面性を補 償するものである。

この発明の他の特徴によれば、上下ビンクッション修正回路は非直線垂直周波数 （垂直率）鋸歯状波によって好都合に駆動される出力段をもっている。フィール ド偏向増幅器はフィールド偏向巻線にフィールド偏向電流を発生させる。フィー ルド偏向巻線にはＬＣ共振回路が結合されており、上記フィールド偏向巻線から フィールド偏向電流が供給される。ＬＣ共振回路にはスイッチング増幅器が結合 されている。制御回路はライン周波数入力信号に応答してスイッチング増幅器の 導通レベルをライン周波数でスイッチングし、それによってＬＣ共振回路をライ ン周波数で励起してフィールド偏向電流のフィン周波数変調を与える。制御回路 はフィールド周波数入力信号に応答してフィールド偏向電流のフィン周波数変調 をフィールド周波数で変化させて上下ビンクッション修正を行なう。

ライン周波数変調の包絡線はフィールド・トレースおよびリトレース期間内で高 さ０になる。この発明のさらに他の特徴によれば、フィールド・リドレース期間 中に包絡線の高さが０になる時間はりトレースの中心の直前にまで進められる。

これによって後続するフィールド・トレース期間の開始時における包絡線の高さ を確実に適正なものとすることができる。

図において、 第１図はこの発明を実施した上下ビンクッション修正回路を含む垂直偏向回路を 示す図、 第２図は、この発明の実施例の上下ビンクッション修正回路を含む垂直偏向回路 を使用した矩形−平坦映像管およびそれに関連する垂直および水平偏向巻線を概 略的に示す図、 第３図は、この発明の特徴による別の上下ビンクッション修正回路を含む垂直偏 向回路を示す図。

第４図乃至第１１図は第１図および第３図の回路の動作を説明するのに有効な波 形を示す図でおる。

第１図ておいて、垂直偏向回路２０は垂直偏向巻線ＬＶに結合された垂直偏向増 幅器２工を含み、偏向巻線中に垂直偏向電流ＩＶを発生させる。垂直偏向電流１ ■はこの発明を実施した上下ビンクッション偏向回路２３のＬＣ共振回路すなわ ちタンク回路２２、および結合キャパシタＣ■とサンプリング抵抗Ｒｓを経てア ースに流れる。サンプリング抵抗Ｒ６中の偏向電流１■によって発生される垂直 周波数（垂直率）鋸歯状波電圧２４は垂直偏向増幅器２１に対する負帰還を与え ている。

第２図に概略的に示す垂直偏向巻１ｓＬｖの電流は同じく第２図に概略的に示す 垂直偏向巻線硝中の電流と関連して矩形−平坦カラー映像管ＳＰのスクリーンを 横切って電子ビームのラスタ走査を行なわせる。前述のように矩形−平坦映像管 ＳＰのフェースプＶ−）３０は非球面で、長軸および短軸に沿うフェースプレー トの曲率はフェースプレートの端部に向って増大している。総合結果として、７ ｘ−スフ’レ−）の表面、従ってフェースブレートノ内面上に配置された螢光体 スクリーンの表面は、端から端まで比較的平坦になり、端縁部は実質的に１つの 面内にある。

水平偏向電流は第２図の水平偏向巻線軸中に水平偏向回路１つによって発生され る。垂直偏向電流は第２図の垂直偏向巻線Ｌｖ中に垂直偏向回路２２０によって 発生される。

垂直偏向回路は後程説明する第１図の発明の回路２０または第３図の発明の回路 １２０のいずれかからなる。

矩形−平坦映像管のスクリーン上に表示されるラスタの上下ビンクッション歪は 、この発明の特徴に従ってフィールド偏向電流に加えられるライン周波数（ライ ン率）、余弦波電流によって修正される。この余弦波修正電流は、上下ビンクッ ション幾何学的誤差を実質的に修正することに加えて、矩形−平坦映像管のフェ ースプレートの非球面特性によって生ずるかもめ翼Ｃガルウィング）歪のような ラスタの残留ライン周波数歪に対してより良好に適合する。このような残留歪は １９８４年６月１２日付けで「抑圧搬送波変調器（５ＵＰＰＲＥ、Ｓ：ＳＥＤ　 ＣＡＲＲ工玉ＭＯＤＵＬＡＴＯＲ）　Ｊという名称で出願されたイギリス国特許 出願第８４１４９４６号明細書、１９８４年６月１２日付けで「上下ラスタ修正 回路（Ｎ　−Ｓ　ＲＡＳＴＫＲＣ０ＲＲＥＣＴ工ＯＮ　Ｃ工ＲＣＵＩＴ　）　Ｊ 　トイう名称で出願されたイギリス国特許出願第８４１４９４７号明細書中に示 されている。余弦関数は各Ｏ交差時に余弦電流の勾配の極性が変化するから、こ の残留誤差を最もよく修正することができる。上記のガルウィング歪が存在する ため、パラボラ形状のライン周波数修正は余弦波形状の修正程有効ではない。

フィールド偏向電流ｉｖ中のライン周波数余弦修正電流成分を発生させるために 、第１図のＬＣ共振回路２２はスイッチング増幅器のダーリントン・トランジス タＱ４によってライン周波数で励起される。ＬＣ共振回路２２は水平偏向周波数 に同調されている。これによってライン周波数余弦波状循環電流１．が共振回路 ２２中に発生する。制御回路２６はライン周波数で増幅器Ｑ４の導通レベルを切 換える制御信号３３Ｈを発生する。この発明の特徴によれば、スイッチングは実 質的に５０％のデユーティ・サイクルで生ずる。制御信号３３Ｈの５０％のデユ ーティ・サイクルはＬＣ共振回路２２をその固有周波数ｆＨで駆動するときに有 効である。５０％のデユーティ・サイクルの信号の最も強い周波数成分は基本周 波数ｆＨで、ＬＣ回路２２の励起に高調波歪は殆んど導入されない。

適正な上下ビンクッション修正を与えるために、垂直偏向電流の水平周波数変調 の振幅は垂直周波数で鋸歯状に変化するようにされる。この発明の他の特徴によ れば、２つの導通レベルの大きさは鋸歯状波形類で垂直周波数で変化させられる 。この方法では、垂直偏向電流１■のライン周波数変調の包絡線はラスタの頂部 および底部で最大高さであり、中心部で最小になる。それによって垂直走査期間 中のすべての期間で適正な量の上下ビンクッション修正を与えることができる。

制御回路２６は差動的に接続された第１および第２の制御増幅器Ｑ工、Ｑ２を含 み、トランジスタＱ工、Ｑ２の各コレク制御増＠器Ｑ工、Ｑ２のコレクタ出力は 第１および第２の制御スイッチ弘および四によってそれぞれライン周波数でアー スに切換えられる。

制御スイッチ軌および（社）のライン周波数の切換えを行なうために、第４図（ ａ）に電圧与として示される水平リトレース・パルス電圧３１は従来通シに入力 端子２９に発生する。

水平リトレース・パルス電圧は抵抗Ｒ工とキャパシタＣ１とによって積分されて 第４図（至）に電圧■ｈＳとして示すように水平鋸歯電圧３２が生成される。水 平鋸歯状電圧３２はスイッチ掌の反転入力端子およびスイッチ四の非反転入力端 子に供給される。スイッチ掌および伊の他の入力端子は接地されている。

第４図（Ｃ）および第４図（ｄ）にスイッチング電圧２７Ｈおよび２８Ｈによっ て示すように、制御スイッチ弘およびりの出力は互いに反対の位相でライン周波 数で導通状態と非導通状態との間で切換えられる。従って、期間ｔ２乃至ｔ４の 期間中は、スイッチ掌は飽和導通状態にあって、スイッチング電圧２７Ｈはアー ス電位にある。この期間中、制。

御スイッチりは遮断状態で、スイッチング電圧２８Ｈは制御増幅器Ｑ２のコレク タの電圧レベルにある。時間ｔ４とｔ６との間の次の半分の水平サイクルの期間 中、制御スイッチ軌は遮断し、制御スイッチりは飽和導通状態になる。

スイッチング電圧２８Ｈはアース電位にあり、スイッチング電圧２７Ｈは制御増 幅器Ｑ工のコレクタの電圧レベルにある。

フィン周波数のスイッチング電圧２７Ｈおよび２８ＨはダイオードＤ工、Ｄ２を 経て駆動トランジスタＱ３のベースで重畳すれる。トランジスタＱ３はエミッタ ・ホロワ構成に接続されている。駆動トランジスタＱ３のエミッタ出力電極はキ ャパシタＣ３を経て電力切換増幅器Ｑ４のベースＡＣ結合されている。この発明 の考え方を実施するに当って、トランジスタＱ４は直線（リニヤ）モードで動作 するものとする。トランジスタＱ４のベースのＤＣバイアス分圧抵抗Ｒ１５およ びＲｉ６によって与えられる。エミッタ負帰還はＲよ、によって与えられる。

駆動トランジスタ苓のベースでライン周波数の電圧２７Ｈと２８Ｈとを重畳する ことによシ、トランジスタＱ３の出カニミッタ電極に第４図（ｅ）に示すように 第１および第２の電圧レベル３３ａ、　３３１）を有する２レベル・ライン周波 数制御電圧３３Ｈが発生する。電圧レベル３３ａはスイッチング電圧２７Ｈの振 幅に直接関連しておシ、電圧レベル３３ｂはスイッチング電圧２８Ｈの振幅に直 接関連している。

２レベル制御信号３３Ｈは出力スイッチング増幅器Ｑ４の導通レベルを第１の導 通レベルと第２の導通レベルとの間でライン周波数で切換える。第４図（０に示 すように、と、レベｌし３３ｂの大きさに直接関連する第２の電流レベル３４ｂ とを有する２レペ／ｌ／電流である。

ライン周波数出力電流ｉＱ４はＬＣ共振回路２２を実質的に余弦波発振させる。

共振回路２２の容量性分枝回路は可調整変成器Ｔ１の２次巻線Ｗ６の両端間に結 合されたキャパシタＣ５からなる。変成器Ｔ１は共振回路２２の誘導性分枝回路 となっている。変成器Ｔ１の１次巻線Ｗｐはスイッチング増幅器Ｑ４のコレクタ 出力電極に結合されている。変成器Ｔｌは水平偏向周波数で共振するように同調 されている。

従って、共振回路２２はライン周波数、２レベル励起電流信Ｊｉｊ１Ｑ４の高調 波を濾波して除去し、〕次巻線Ｗｐの両端間にライン周波数ではソ正弦波の電圧 を発生させる。この正弦波電圧はスイッチング増幅器Ｑ４のコレクタ電圧ＶＱ、 として第４図（ロ）に示されている。

共振回路２２の励起によって、キャパシタＣ５と２次巻線Ｗ６に余弦発振電流と 正弦発振電圧を発生させる。第５図（至）および第５図（Ｃ）は２次巻線Ｗ８中 の余弦修正電流と、共振タンク回路２２の両端間に９０°位相シフトされた電圧 ｖ１を発生させる。第５図（ａ）は基準水平リトレース・パルス電圧を示す。図 示の都合上、発振波形は水平トレースあるいはＩＪ　）レースの中央で最大また は最小が表われるときは余弦波状であると考え、これらの点でＯのときは正弦波 状であると考える。

電圧■１は垂直偏向巻線Ｌｖ中に上下ピンクツンヨン誤差を修正するだめの余弦 修正電流成分を発生させる。この成分はＬＣ共振回路２２の修正電流上□によっ て調整され、１□ＴＪＶＪｓ　／　”Ｖ　の振幅をもっている。こ−で−８は変 成器Ｔ１の２次巻線Ｗ８のインダクタンスである。垂直偏向電流１■の修正電流 成分は、各ライン走査の中心部で垂直偏向電流に加えられ、各ライン走査の開始 点および終了点で減算されるライン周波数変調を与える。

垂直偏向巻線Ｌ■は共振回路２２にＡＣ的に並列接続されておシ、共振に関係し ている。従って、水平偏向電流は位相が一致している。変成器Ｔ１の巻＠Ｗｐと Ｗ８との結合は、巻線Ｗ、とＷ６との間の位相ずれを避けるために非常に密に結 合している。トランジスタＱ４はＡ級で動作し、共振回路２２を負荷しない電流 源を表わしている。巻線ＷｐはトランジスタＱ４に対して共振回路２２の共振周 波数で高い負荷インピーダンスを呈する。他のすべての周波数では巻線Ｗｐのイ ンピーダンスは低い。従って、ライン周波数の高調波は巻線Ｗ、によって短絡さ れる。

変成器Ｔ１のインダクタンスは、上下台形歪を防止するためにフィールド偏向電 流のライン周波数変調の位相を制御するために調整可能となっている。後程説明 するように、ライン周波数変調の位相を正確に調整するために、制御信号３３Ｈ のレベル３３ａと３３ｂとの間の切換えは、第４図（（３）乃至■の時間ｔ２の 水平リトレースの中央および時間ｔ４の水平トレースの中央において生ずるのが 有利である。

上下ビンクッション修正を行なうために、垂直偏向電流の余弦状ライン周波数変 調の振幅は垂直周波数で概ね鋸歯状に変化する。第６図（ａ）に示すように、垂 直偏向電流１■の振幅変調包絡線の包絡線高さはフィールド走査の開始時および 終了時であるラスタの頂部および底部で最大になり、ラスタの中央すなわちフィ ールド走査の中央で０になる。第６図（ａ）の波形の接近して示された垂直線は 垂直偏向電流のライン周波数変調を概略的に表わしている。

この発明の特徴によれば、垂直偏向電流１■のライン周波数変調の包絡線の垂直 周波数変動を与えるために、制御回路２６は制御信号３３Ｈのレベル３３ａおよ び３３ｂの双方をブイールド周波数で変化させる。この発明の他の特徴に従えば 、例えばフィールド走査期間中に、Ｖペル３３ａの大きさが減少するとレペ／Ｉ ／３３ｂが増大するように、レベル３３ａはレペ／Ｉ／３３ｂの方向と逆方向に 変化する。さらに、このような構成によって、垂直走査の第２の半サイクルの期 間中の垂直偏向電流の余弦波修正の位相は、垂直走査の第１の半サイクルの期間 中に与えられる余弦波制御信号３３Ｈの振幅レベルの垂直周波数変化を生じさせ るために、サンプリング抵抗Ｒ８の両端間に発生する垂直周波数鋸歯状電圧２４ は差動接続された制御増幅器Ｑ工、Ｑ２のうちの制御増幅器Ｑ２のベースに供給 される。トランジスタＱ２のコレクタ電流すなわち制御電流ｉ四の大きさは一定 でなく垂直周波数で変化し、一般に走査期間中鋸歯状に増大する。トランジスタ Ｑ工のコレクタ電流である制御電流ＩＱ工もまた垂直周波数で変化する電流であ るが、その大きさはフィールド走査期間中減少する。制御電流ｉＱよおよびｉ膿 が垂直周波数で変化するために、スイッチング電圧２７Ｈおよび２８Ｈの振幅も また垂直周波数で変化し、スイッチング電圧２７Ｈの振幅はフィールド走査期間 中減衰し、スイッチング電圧２８Ｈの振幅はフィールド走査期間中増大する。

第６図（ｂ）乃至（ｉ）は第６図（ａ）の対称的に位置する時点ＴｂとＴ。近く を時間的に引伸ばしたスケールで示した各種の波形である。フィールド走査の時 点Ｔｂ卦よびＴ。はフィールド走査の中心時点Ｔ。から等しい距離にある。従っ て、ライン周波数の変調には無関係に第６図（ａ）の垂直偏向電流１ｖは、フィ ールド走査時点ＴｂおよびＴ。で同じ大きさであるが、極性は友対である。

第６図（１）のライン周波数スイッチング電圧２７Ｈは、第６図（至）の水平’ Ｊｌ−レース・パルス電圧与の時間ｔｔにおける水平トレースの中心では正方向 に変化し、辱における水平リトレースの中心では負方向に変化するように位相が 定められている。電圧２７Ｈは時点ＴｂとＴｅを含む全フィールド走査期間中、 同じ位相に維持されている。しかしながら、電圧２７Ｈの振幅は、フィールノド 走査時点Ｔｂ近くの電圧レベル■、′からフィールド走査時点Ｔ。近くの電圧レ ベル■２′へと垂直周波数で鋸歯状に減少する。

第６図（ｅ）のライン周波数スイッチング電圧２８Ｈは電圧２７Ｈと逆相になっ ており、時間ｔｔにおける水平トｖ−スの中心において負方向に変化し、時間給 における水平リトレースの中心では正方向に変化する。電圧２８Ｈは時点Ｔｂと Ｔ。を含む全フィールド走査を通じて同じ位相関係を維持している。電圧２８Ｈ の振幅はブイ−μド走査時点ｔｂ近くの電圧レベル■１′からフィールド走査時 点Ｔ。近くの電圧レベル■２′へと垂直周波数で鋸歯状に増大する。

第６図（０に示すライン周波数制御電圧３３Ｈは電圧２７Ｈと２８Ｈの重畳に等 しい。フィールド走査の最初の半分の期間中は電圧２７Ｈの振幅が優勢で、制御 電圧３３Ｈの位相は電圧２７Ｈの位相と等しく、水平トレースの中心で正方向の 変化が生ずる。フィールド走査の中心近くのある点で電圧２７Ｈと２８Ｈの振幅 は等しくなシ、制御電圧３３Ｈは矩形波成分を含んでいない。フィールド走査の 第２の半分の期間中は、電圧２８Ｈの振幅が優勢で、制御電圧３３Ｈの位相は電 圧２８Ｈの位相と等しくなるように１８００だけ切換っており、水平トレースの 中心で負方向変化が生ずる。

制御電圧３３Ｈの位相がフィールド走査の最初の半分からフィールド走査の第２ の半分へ逆転することにより、第６図（ａｌｌに示す垂直偏向電流ＩＶＯ線周波 数余弦修正電流戎分４８の必要な位相反転が与えられる。フィールノド走査時点 Ｔｂ近くのようなフィールド走査の第１の半分の期間中、第６図（Ｄの制御電圧 ３３Ｈは水平トレースの中心の時点ｔｔで正方向に変化し、それによって第６図 （Ｃ）の正振幅修正電流成分４８ｐが発生される。フィールド走査時点Ｔ。

の近くのようなフィールド走査の第２の半分の期間中、制御電圧３３Ｈは時間１ ｔで負方向に変化し、それてよって負の振幅の修正電流成分４８ｎが発生される 。

第７図（ａ）は垂直周波数時間スケールで制御増幅器Ｑ工のコレクタにおける電 圧■Ｑ工を示した図である。コレクタ電圧■Ｑ１のライン周波数変調は密に接近 した間隔の垂直の線によって概略的に示されている。第７図（′ｂ）は増幅器ト ランジスタＱ２のコレクタの電圧”ＣＤを示している。コレクタ電圧■（９のラ イン周波数変調は密に接近した間隔の垂直の線によって概略的に示されている。

第７図（ａ）と（ｂ）の比較によって、電圧ｖＱ１の垂直周波数の変化は電圧■ Ｑ２の垂直周波数の変化と反対極性でおることがわかる。

第７図（Ｃ）は駆動トランジスタＱ３におけるエミッタ出力における電圧Ｖ。Ｑ ３を、第７図の他の波形の時間スケールに対して引伸ばされた時間スケールで示 したものである。

第７図（Ｑ）に示されているように、電圧■ｅＱ、は制御信号３３Ｈの垂直周波 数変調包絡線に対応している。電圧ｖｅＱ３のライン周波数変調は第７図（Ｃ） に密に接近した間隔の垂直の線によって概略的に示されている。

垂直周波数で変化する制御電圧■。Ｑ３はスイッチング増幅器Ｑ４のペースに供 給されて、励起電流ｉＱ４の振幅を垂直周波数で変化させる。第７図（４）に示 すように、電流部の包絡線はフィールド周波数で反対の極性で変化する２つの一 般に鋸歯状の繰３６と３７とによって表わされている。

密に接近した間隔の垂直の線によって概略的に示されている電流ｉＱ４のライン 周波数成分の振幅は、フィールド走査の開始点からフィールド走査の中心に向け て一般に鋸歯状に減少し、またフィールド走査の中心からフィールド走査の終了 点に向けて一般に鋸歯状に増大する。

コレクタ電圧ＶＱ４の垂直周波数包絡線は第７図（ｅ）に示されており、大体に おいて第７図−のコレクタ電圧ＩＱ＋の波形と同じ波形である。第７図（ｅ）の 電圧包絡線のクロスオーバ点Ｔ。は垂直トレースのほり中央において生ずる。

後程説明するように、水平偏向巻線−と垂直偏向巻線ことの間のクロストーク（ 混信）があるので、時間ＴＯは第７図（４）の電流包絡線のクロスオーバ点Ｔ工 から遅延している。

スイッチング増幅器Ｑ４の導通の垂直周波数変調は第７図（ｆ）および■にそれ ぞれ示すように、ＬＣ共振回路２２中の修正電流１□の垂直周波数変調を与え、 また発振電圧Ｖ１の振幅の垂直周波数変調を与える。電流１□および電圧■１の ライン周波数成分は密に接近した間隔の垂直線によって第７図（ト）および■中 に概略的に示されている。垂直偏向電流ｉＶ上の電流１□および電圧■１の垂直 周波数変調の効果は第６図（川に示されており、ライン周波数変調された垂直偏 向電流の包絡線は垂直走査の頂部および底部で最大のライン周波数変調を与え、 垂直走査の中央部では変調はない。

第２図の水平偏向電流籏と垂直偏向巻線ＬＶとの間に多少のクロストークが存在 する。このクロストークは、水平偏向電流によって生成された磁界に電磁結合す ることによって生ずる垂直偏向巻線Ｌｖ中に誘導された電圧と誘導電流の形式の ものである。垂直偏向巻線ζ中に誘導された水平周波数グロストーク電流は共振 回路２２を励起し、垂直偏向電流１■に一方の極性のみで且つ一定振幅の上下ビ ンクッション修正波形を加える。この極性は、ラスタの頂部ではビンクッション 修正回路２３によって生成された上下修正に加算され、ラスタの底部では与えら れた修正から減算されるような極性である。

この発明の特徴に従って非対称水平クロストークを修正するために、ビンクッシ ョン修正回路２３は第７図（Ｃ）および（イ）の電圧■。Ｑ３および電流ｉＱ４ に非対称垂直周波数包絡線を発生させる。電流ｉＱ４の非対称包絡線は、第７図 （ｅ）、（ト）および（２）の電圧■Ｑ４、電流１．および電圧ｖ１に対する非 対称包絡線を得てクロストークを修正する。導入される非対称の量は差動的に結 合された増幅器Ｑ工のベースに結合された分圧回路網のポテンショメータＲ４を 調整することによって制御される。特定の偏向ヨーク−映像管の組合わせおよび ヨーク設置位置もまた非対称修正を必要とする。観察軸が映像管の軸と異ってい るときもまた僅かな非対称修正が望ましい。

第７図（１）の電流ｉＱ４は第７図（ｅ）の駆動電圧■。Ｑ３に比例する。変成 器Ｔ１の巻線Ｗ、の両側間に発生するＡＣ態様の電圧■Ｑ４の包絡線は変圧され た電圧■１である。電圧■１は電流ｉＱ４と水平クロストークからなる共振回路 ２２の全駆動に比例する。従って、時間ＴｉとＴ。との間の遅延は水平クロスト ークの量の関数になる。時間Ｔ、の進みは、垂直トレースの中央の時間Ｔ。のあ たシで直線が得られるようにボテンンヨメータＲ４によって調整される。

垂直偏向巻線ＬＶによって拾い上げられる水平周波数信号は水平リトレース期間 の垂直偏向電流１■のフィン周波数変調に不連続性を与える。第６図（Ｃ）に示 すように水平リトレース期間中は垂直偏向電流１■の変調はライン周波数ｆＨか らより高い水平リトレース周波数に変化する。水平リトレース期間中に生ずるこ の不連続性は殆んど可視効果を持たない。

前述のように、矩形で平坦な映像管のフェースプレートは非球面で、その曲率は フェースプレートの中央部では比較的浅く、長軸および短軸の双方に並行な線に 沿う端縁近くで大きくなっている。フェースプレートの端縁ははマ平坦で、実質 的に共通面にある頂部、底部、右端および左端をもっている。この発明の特徴に 従って、第１図の上下ビンクッション修正回路２３は、フィールド偏向電流の水 平周波数変調の非直線的な垂直周波数鋸歯状包絡線を生成する。垂直８波数の包 絡線の非直線波形によって、第２図の矩形−平坦映像管ＳＰのフェースプレート の非球面によってひき起される残留上下ビンクッション歪を修正することができ る。

垂直偏向電流１ｙのライン周波数変調の垂直周波数変調分非直線的に波形成形す るための必要性を理解するために、仮定的な例として、第８図の点線の包絡線波 形３４によって示すような直線鋸歯状包絡線を生成する修正電流１、の垂直周波 数変調を想定する。

しかしながら、ＳＰ管のフェースプレートについては、直線包絡線波形３４はフ ィールド走査期間中すべての点で適当な量のライン周波数振幅修正を与えること は出来ない。仮定された例として、上下ピンクッション振幅ポテンショメータＲ 工。が中心線と底部端との中間、ある込は中心線と底部端との中間における走査 ラスク繰に対して適正な量の修正振幅を与えるように調整されているものとする と、直線鋸歯状包絡線に対して、ラスタの中心近くでは与えられる修正振幅は大 きくなり過ぎ、ラスタの頂部および底部では修正が小さくなりすぎる。ポテンシ ョメータＲ工。が頂部と底部、あるいは中心部のいずれかで適正な修正用振幅が 与えられるように調整されているときも、上記と同様なことが言える。

この発明の特徴によれば、上下ビンクッション修正回路２３は、矩形−平坦映像 管のフェースプレートの非球面特性を考慮して垂直周波数鋸歯状包絡線の非直線 波形整形を与えている。前述の例では、直線垂直周波数変調はラスタの中心近く では大きすぎる修正振幅を与え、う又りの頂部および底部では修正が小さ過ぎる 。この例では、適正な波形整形は、ラスタの中心線の走査時にはより小さな修正 電流振幅での包絡線の高さを僅かに圧縮し、ラスタの頂部および底部の線を走査 しているときは、よシ大きな修正電流の振幅で包絡線の高さを僅かに引伸ばす。

非直線波形整形を与えるために、第７図（Ｃ）に示す制御電圧■。りの垂直周波 数包絡線は、変調の小さな振幅レベルでは圧縮され、大きな振幅レベルでは拡大 されるように非直線的に波形整形される。制御電圧Ｖ。Ｑ３の包絡線の非直線波 形整形を行なうために、ポテンショメータＲ工。

および抵抗Ｒよ、を経て制御トランジスタ見、およびＱ２のエミッタへ電圧■。

りの正帰還が与えられる。この正帰還は制御増幅器Ｑ工およびＱ２によって発生 された制御電流１Ｑ工および１りを非直線的に波形整形し、それによって制御信 号３３Ｈの２レベル振幅の各々を非直線的に変化させる。

制御増幅器Ｑ、１．Ｑ、２のエミッタ電極に、トランジスタＱ５のコレクタに発 生するパラボラ電圧９４を重畳することによって追加の非直線波形整形が与えら れる。パラボラ電圧９４はキャパシタＣ７および抵抗Ｒ２４を経て制御増幅器Ｑ 工およびＱ２にＡＣ結合される。パラボラ電圧９４を発生させるために、結合キ ャパシタＣ■の上側極板に発生したパラボラ電圧２５はトランジスタＱ５のペー スに供給すれる。

制御電圧Ｖ。Ｑ３の正帰還とパラボラ電圧９４の重畳にょって、電圧■。Ｑ１０ の垂直周波数包絡線は、第８図の実線の包絡線形３５によって示されるように、 修正電流上□に非直線包絡線を与えるような態様で非直線的に波形整形される。

直線鋸歯状包絡線波形３４と比較すると、仮定された例によって課せられた必要 な所定の条件に対して必要とされるように、ラスタ走査の中心部では高さが圧縮 され、ラスタ走査の頂部および底部では拡張される。ポテンショメータＲ工。の 異った設定時に生ずるように１ｍの異った条件に対しては、非直線波形整形は対 応する修正を必要とする。説明の目的上、第８図の包絡線波形３５の非直線性は 僅かな程度強調されて示されている。

第３図はこの発明を実施した異なる上下ビンクッション歪修正回路１２３を含む 垂直偏向回路１２０を示す。第３図において、垂直偏向増幅器２１は第１０図（ ９）に示す出力電圧２１Ｖを発生する。出力電圧２１Ｖは垂直偏向巻線Ｌｖに供 給されて第１０図（ｉ）に示す垂直偏向電流１ｖを発生する。上下ビンクッショ ン修正を与える垂直偏向電流１■のライン周波数変調を行なうために、ビンクッ ション修正回路１２３の出力段は駆動トランジスタＱ３、スイッチング増幅器Ｑ ４およびＬＣ共振回路２２を含んでいる。これらの各素子は第１図のビンクツＳ ／コン修正回路２３中の対応する素子と同じ態様でその各機能を果たす。制御回 路１２６は、スイッチング増幅器Ｑ４を駆動する振幅変調されたライン周波数、 ２レベル制御電圧１３３Ｈを発生する。

制御回路１２６において、端子２９に発生し、第９図（ａ）に示す水平リトレー ス・パルス電圧３１はキャパシタＣ１５および抵抗Ｒ４゜、Ｒ５４によって積分 され、制御可能スイッチＵ２Ａの反転入力端子に供給される第９図（ト）に示す ような水平すなわちライン周波数鋸歯状電圧３２を発生する。

スイッチＵ２Ａの出力には第９図（ｃ）に示すようなライン周波数、５０％デユ ティ・サイクルのスイッチング電圧１２７Ｈが発生する。水平すなわちライン周 波数鋸歯状電圧３２はまた制御可能スイッチＵ２Ｃの非父転入力端子に供給され て、その出力端子に第９図（４）に示すようにスイッチング電圧１２７Ｈと１８ ０°位相シフトしたライン周波数、５０％デユティ・サイクｌしのスイッチング 電圧１２８Ｈが発生される。

スイッチング電圧１２７Ｈおよび１２８ＨはダイオードＤ１およヒＤ２を経てエ ミッタ・ホロワ・トランジスタＱ３のベースにおいて重畳されて、そのエミッタ 電極に第９図（ｅ）に示すようなライン周波数、２レベル制御電圧１３３Ｈが発 生する。制御電圧１３３Ｈの振幅レベ／Ｌ／１３３ａはスイッチング電圧１２７ Ｈの振幅に直接関連し、振幅レベル１３３ｂはスイッチング電圧１２８Ｈの振幅 に直接関連する。

適当な大きさの上下ビンクッション修正を与えるために、制御回路１２６はレベ ル１３３ａおよび１３３ｂの双方を垂直周波数で一般に鋸歯状形態で変化させる 。垂直周波数鋸歯状電圧２４はポテンショメータＲ工によって分圧され、さらに キャパシタＣ９を経て制御増幅器ＵＩＣの反転入力端子にＡＣ結合されて、増幅 器の出力に正方向のフィールド周波数鋸歯状制御電圧■。を発生させる。制御電 圧Ｖ（３は制御増幅器ＵＩＤの反転入力端子に供給されて、増幅器の出力に負方 向のフィールド周波数鋸歯状電圧ＶＤを発生させる。

フィールド周波数の鋸歯状電圧ＶＣおよびＶＤは抵抗Ｒ４゜およびＲ４□を経て それぞれ制御スイッチＵ２ＡおよびＵ３Ｏの出力に供給される。従って、スイッ チング電圧１２７Ｈおよび１２８Ｈの振幅は、それぞれ制御電圧■ｃおよびＶＤ の振幅に従ってフィールド周波数で鋸歯状に変化する。

第１０図は第３図の回路の各種の波形を、波形のライン周波数変調を図から省略 して、垂直周波数の時間スケ−圧で、スイッチング電圧１２７Ｈの垂直周波数包 絡線を表わしている。同様に制御スイッチＵ２Ｃの出力に発生する制御電圧ｖ２ ｃは負方向、垂直周波数鋸歯状電圧で、スイッチング電圧１２８Ｈの垂直周波数 変調包絡線を表わしている。

ライン周波数スイッチング電圧１２７Ｈおよび１２８Ｈの振幅の垂直周波数変調 は制御電圧１３３ＨのレベＡ／１３３ａおよび１３３ｂの各々の垂直周波数変調 を行ない、振幅レベル１３３ａはフィールド走査期間中は振幅は大きくなシ、振 幅１３３ｂは小さくなる。第１Ｏ図（Ｑ）に示すように、駆動トランジスタＱ３ のエミッタに発生する制御電圧■。Ｑ３は、切換えられたライン周波数制御電圧 １３３Ｈの垂直周波数変調包絡線を表わす。

ライン周波数制御電圧１３３ＨはＩ、Ｃ共振回路２２の励起電流ｉＱ４を発生す る。第９図（ｆ）はライン周波数時間スケールで励起電流ＩＱ４を示し、第１０ 図（６）はフィールド周波数時間周波数で電流を示している。スイッチング増幅 器Ｑ４のコレクタに発生する発振電圧ｖＱ４は、第９図■にフィン周波数の時間 スケールで示し、第１０図（ｅ）にフィールド周波数の時間スケールで示してい る。第１０図（■の電流ｉＱ４の垂直周波数包絡線４２ａおよび４２ｂは、第１ ０図（ｃ）の制御電圧■。Ｑ３の垂直周波数包絡線４１ａおよび４１ｂの波形に 密接に追従している。

第１０図（ｅ）、（ｆ′）および■の包絡線形は、第１０図（Ｃ１）の電流ｉＱ ４の包絡線とライン周波数クロストークの包絡線の和に追従している。前に説明 したように、これによって第１０図（ｅ）、（ｆ′）、（２）の波形中のクロス オーバ点の遅延を生じさせる。遅延を修正して垂直トレースの中心の時間Ｔ。に クロスオーバ点を位置させるために、第７図（Ｃ）および（４）の波形の包絡線 のクロスオーバ点は時間Ｔ。の前の時間Ｔｌに進められる。進み量はポテンショ メータＲ３７によって調整される。

励起電流１Ｑ４はＬＣＣ共振回路２発振状態に励起して、第９図（ロ）に示すラ イン周波数修正電流１．と、第９図（１）に示すライン周波数修正電圧■１を発 生させる。電圧Ｖｌは垂直偏向巻線Ｌ■に供給されて上下ビンクッション修正を 行なう。修正電流１□の垂直周波数包絡線４６ａおよび４６１）、および修正電 圧Ｖ１の垂直周波数変調包絡線４７ａおよび４７ｂはそれぞれ第１０図（ｆ）、 ■に示されている。

ライン周波数スイッチング電圧１２７Ｈおよび１２８Ｈは、第１図の上下ビンク ッション修正回路２３の対応するライン周波数スイッチング電圧２７Ｈおよび２ ８Ｈの位相関係と同様に水平リトレース・パルス電圧３１と同じ位相関係をもっ ている。第６図（４）および第６図りに示すように、スイッチング電圧２７Ｈお よび１２７Ｈの正方向変化は水平リトレース期間の中央の時間ｔｔで生じ、また 第６図（ｅ）および第６図（９）に示すように、スイッチング電圧２８Ｈおよび １２８Ｈの正方向変化は水平リトレース期間の中央の時間給で生ずる。

スイッチング電圧１２７Ｈおよび１２８Ｈは、フィールド走査の開始から終了ま でのそれらの各垂直周波数振幅変調によってとられる方向においてスイッチング 電圧２７Ｈおよび２８］（と異っている。第１０図（ａ）と第７図（ａ）とを比 較し、第６図（２）と第６図（４）とを比較すると、スイッチング電圧１２７Ｈ の振幅はフィールド走査の期間中は増大するのに対し、スイッチング電圧２７Ｈ の振幅はその期間中減少することが判る。同様に対応する図面を比較することに よって、スイッチング電圧１２８Ｈの振幅はフィールド走査Ｘ［中減少するのに 対し、スイッチング電圧２８Ｈの振幅は増大する。

スイッチング電圧１２７Ｈと１２８Ｈの振幅変調はスイッチング電圧２７Ｈと２ ８Ｈの振幅変調と反対であるので、第６図ＴＯに先行する垂直走査の第１の半分 の期間中に偏向電流１■の正方向振幅変調を与えるために、また時間ＴＯに続く 垂直走査の第２の半分の期間中に負方向振幅変調を与えるためには、上記の位相 差を考慮に入れておく必要がある。制御電圧１３３Ｈと制御電圧３３Ｈとの間の １８０°の位相差関係を考慮に入れる一方法は、第３図の変成器Ｔ１０１次巻線 Ｗ、の巻線方向を第１図の１次巻線Ｗｐの巻線方向と逆にすることである。

この発明の他の特徴によると、垂直偏向電流ＩＶの余弦的修正の垂直周波数変調 包絡線の非直線波形成形は第３図の垂直波形成形回路１３８によって行なわれる 。上下振幅制御ポテンショメータＲ工の両端間に発生する垂直周波数鋸歯状電圧 ２４はサンプルされた垂直偏向電流を表わす。

鋸歯状電圧２４０波形それ自体は８字成形されておシ、フィールド走査の開始お よび終了時において、フィールド走査の中心部におけるよりも浅い勾配をもって いる。前に説明したように、偏向電流１■の非直線波形成形された垂直周波数変 調包絡線に対して必要な勾配はフィールド走査の中心におけるよりもフィールド 走査の開始および終了時においてより急な勾配となっている。波形成形回路１３ ８は垂直鋸歯状電圧２４から修正された且つ波形成形された垂直周波数電圧４５ を発生する。増幅器ＵＩＣＯ反転入力端子において垂直周波数鋸歯状電圧２４に 垂直周波数電圧２４を加えることによって、電圧■。および■ｄに正しい波形勾 配が生じ、矩形−平坦映像管に上下ビンクッション修正を与えることができる。

波形成形回路１３８において、垂直鋸歯状電圧２４は演算増幅器ＵＩＡの反転入 力端子に供給される。演算増幅器ＵＩＡは２重積分器として動作し、増幅器の出 力に垂直周波数、３次、８字成形された波形４４が生成される。波形４４のＡＣ ゼロ交差はフィールド走査の中心に対して僅かに進んでいる。波形４４は最初抵 抗Ｒ５とキャパシタＣ３とによって遅延され、次いで演算増幅器ＵＩＢの反転入 力端子に供給される。演算増幅器ＵＩＢは反転増幅器として動作し、その出力に フィールド走査の中央においてＡＣゼロ交差を有する包絡線修正垂直周波数電圧 ４５を発生する。

制御増幅器ＵＩＣの反転入力端子において包絡線修正垂直周波数電圧４５は鋸歯 状電圧２４と合成されて、垂直周波数包絡線制御電圧■すよび■Ｄに非直線波形 成形を与える。

その結果、第１０図（ａ）および（６）の波形の垂直周波数鋸歯状包絡線は波形 成形されて、フィールド走査の開始および終了時において本来よシも急な勾配を もち、またフィールド走査の中心部においてよシ浅い勾配を持つライン周波数修 正の包絡線が生成される。これによって矩形−平坦映像管の適正な上下ビンクッ ション修正が行なわれる。

垂直リトレース期間中、垂直偏向電流１Ｖのライン周波数変調は、第６図（Ｃ） に示す負方向振幅変調４８ｎと同様な垂直リトレースの第１の半分の期間中の負 方向振幅変調から、第６図（Ｃ）の振幅変調４８ｐと同様な垂直リトレースの第 ２の半分の期間中の正方向振幅変調へと変化する。

フィールド偏向電流１■の振幅変調の方向の反転は、垂直’Ｊ）レース期間中の 変成器Ｔｌ中の修正電流ｉよと共振電圧■１の位相を反転することによって行な われる。電圧■１および電流１□の変調包絡線が垂直リトレース期間内のある点 で高さ０に減少するとき位相反転が行なわれる。この点を越えると、変調包絡線 は高さが増大しはじめる。

この発明の特徴によれば、第３図の制御回路１２６は、垂直リトレース期間中、 変調包絡線の高さを、垂直トレース期間の開始時においてその変調包絡線が適正 な高さとなるような態様で変化させる。

以下に説明するように、ＬＣ共振回路２２は電圧■１および電流ｉ工の変調包絡 線の高さの変化に好ましくない遅延を導入する傾向がある。説明の都合上、制御 回路１２６はこのような好ましくない遅延を補償しないと仮定する。

第１１図（ａ）乃至（ｆ′）の時間Ｔ１乃至Ｔ６の間の垂直リトレース期間中、 第１１図（ａ）の制御電圧ＶｅＱ３ノ包絡線４１ａ′および４１ｂ’より明確に するために、偏向電流１ｖおよび電圧■。Ｑ３のライン周波数変調は第１１図の 波形図から省略されている。

ＬＣ共振回路２２中の循環エネルギにょシ、第１１図（０）の発振電圧ｖ１の包 絡線４７ａ′および４７ｂ′はさらに後の時点ｔ５まで高さＯに減少しない。そ の結果、発振包絡線■１の変調包絡線の高さは垂直トレース期間の開始の時間ｔ ６までには適正な値に到達しない。第１１図（Ｃ）に示すように、包絡線の高さ は、垂直トレースの開始後の相当数のラスク線の間は減少するよシもむしろなお 増大しつ−ある。従って、垂直トレースの開始時において走査されたラスク線は 不適正な上下ビンクッション修正量をもつものとなる。

前述のように、導入された遅延に応答し得るのは、共振回路２２のＱに関連する 共振回路２２中の循環エネルギである。垂直リトレース期間中の位相および振幅 の逆転は共振回路２２のＱを減少させることによって加速することができる。そ の結果、共振回路２２の濾波作用は減少するので、電力消費は増大し、歪んだ正 弦波および余弦波が生成される。

この発明の特徴によれば、第３図の制御回路１２６は制御電圧ｖｅＱ３に遅延補 償を与え、発振電圧■１の変調包絡線が垂直トレース期間の開始時において確実 にその適正な高さに達するようにする。発振電圧■１の包絡線クロスオーバの遅 延を補償するために、制御回路１２６は位相を変化させ、また垂直リトレース期 間中のライン周波数制御電圧１３３Ｈの振幅変化を修正する。それによって、発 振電圧Ｖ１の変調包絡線のクロスオーバは時間Ｔ３における垂直リトレース期間 の中央よシ先行する第１１図（００時点Ｔ２に進められる。

位相変化および振幅変調を行なうために、比較器Ｕ２Ｂの出力は制御スイッチＵ ２Ａの出力に結合され、比較器Ｕ２Ｄの出力はキャパシタＣ工。およびダイオー ドＤ３を経て制御スイッチＵ２Ｃの出力に結合されている。アースと、キャパシ タＣ工、とダイオードＤ３との接続点との間には抵抗Ｒ５６が接続されている。

垂直鋸歯状制御電圧Ｖｐは抵抗Ｒ４４とＲ４□およびキャパシタＣ工。とＣ工、 とからＲＣ回路網によって微分される。抵抗Ｒ４７の両端間に発生する微分され た電圧は比較器Ｕ２Ｂの反転入力端子と比較器Ｕ２Ｄの非反転入力端子とに供給 される。垂直リドソース期間中、制御電圧ＶＤは勾配の急な正方向鋸歯状信号と なる。

従って、電圧Ｖｐの微分により垂直リトレース期間中は抵抗Ｒ４７の両端間に比 較的大きな正電圧が発生し、垂直トレース期間中はかなり小さな負の電圧が発生 する。

垂直リトレース期間中、比較器Ｕ２Ｂの反転入力端子【おける大きな正の微分電 圧は比較器の出力をアースに切換える。ライン周波数スイッチング電圧１２７Ｈ は垂直リトレース期間中１斃生するのが停止される。かくして第１１図ｍのＴ工 乃至Ｔ６の垂直リトレース期間中は制御電圧■ｅＱ、：ｓの包絡線部分４１ａは 比較器Ｕ２Ｂによって０ポルトに切換えられる。

垂直トレース期間中は、比較器Ｕ２Ｄは飽和し、キャパシタＣ工、を抵抗Ｒ５６ を経て放電させる。ダイオードＤ３は逆バイアスされ、比較器Ｕ２Ｄを制御スイ ッチＵ２Ｃから切離す。垂直リトレース期間中は、抵抗Ｒ４７の両端間の微分さ れた電圧は比較器Ｕ２Ｄを遮断する。

キャパシタＣ工、は＋２５Ｖの電源から抵抗Ｒ５５とＲ６６とを経て充電される 。キャパシタＣ工。の充電電流の大部分はダイオードＤ３を通って流れ、次いで 制御スイッチＵ２Ｃの出力と抵抗Ｒ４゜との間で分割される。各水平偏向サイク ルの期間中、制御スイッチＵ２Ｃが遮断しているとき、キャパシタＣよ、の充電 電流は抵抗Ｒ４□を通って流れ、制御スイッチＵ２Ｃが導通しているときはアー スにバイパスされる。キャパシタＣ工、の充電電流は抵抗Ｒ４□の両端間に正電 圧降下を生じさせ、この電圧は垂直リトレース期間中、波形１２８Ｈの電圧レベ ルの正方向シーケンスに加算される。加算された電圧は第１１図（４）の時間Ｔ 工で最高になり、キャパシタＣ工９の充電電流が０に減少する時間Ｔ４に向けて 消滅する。比較器Ｕ２ＢおよびＵ２Ｄの上述の動作の結果として、第１１図（４ ）の包絡線部分４１ａは時間Ｔ乃至Ｔ６の期間中Ｏに切換えられ、振幅の減少す る別の電圧は時間Ｔ工からＴ４ｔで元の包絡線部分４１ｂに加算される。

第１１図（４）の制御電圧■。Ｑ３の包絡線４１ａおよび４１ｂと第１１回顧の 包絡線４１ａ′と４１ｂ′とを比較すると、時間Ｔ工乃至Ｔ６の垂直リトレース 期間中、第１１図（５）の包絡線の高さは比較的大きな値になることがわかる。

その結果、制御電圧１３３Ｈは垂直リトレースの全期間中、大きな振幅になる。

さらに、制御電圧ｖｅＱ３のライン周波数変調は垂直リトレース期間中スイッチ ング信号１２８Ｈによってのみ与えられるので、制御電圧１３３Ｈは垂直リトレ ースの全期間中、これが後続する垂直トレース期間中の開始時においてもってい る位相と同じ位相を持っている。かくして、垂直リトレースの全期間中、ライン 周波数励起電流パルスｉＱ４は、垂直トレースの開始時における位相と同じ位相 をもって生成される。

垂直リトレース期間中、励起電流パルスｉＱ４は第１１図（ｆ′）に示す発振電 圧■１を発生し、この電圧■１は第１１図（Ｃ）の対応する包絡線４７ａ′およ び４７ｂ′よシもかなシ早く高さ０に減少すると包絡線４７ａおよび４７ｂをも っている。包絡線は進んだ時間Ｔ２で第１１図（ｆ）の高さ００点に到達する。

包絡線の高さが時間Ｔ６でトレースの開始時の値に増大しはじめるように、より 長い期間Ｔ２−Ｔ６を使うことができる。従って、比較器Ｕ２ＢとＵ２Ｄを使う ことによって、制御回路上２６は垂直リトレース期間中に電圧■１に対して振幅 遅延補償を与えることができる。補償の程度は抵抗Ｒ５５とキャパシタＣ工、の 時定数を適当に選択することによって制御され、垂直トレースの開始時の時間Ｔ ６におけるライン周波数修正振幅のオーバーシュートを防止することができる。

説明を簡単にするために、第１１図（ａ）、（至）、■、（ｅ）の波形のライン 周波数変調は図面から省略されている点に注意する必要がある。

垂直偏向増幅器２１はライン周波数でかなりの出力インピーダンスを呈する可能 性があるので、垂直偏向電流ｉｖのライン周波数変調は出力電圧２１Ｖにライン 周波数成分を生成する傾向がある。集積回路垂直偏向増幅器は、電圧制限効果を 生ずるのを避けるために、充分に大きな電源電圧を使用することは出来ない。こ のため、フィールド走査の頂部および底部で非直線駆動になる。

電圧制限効果を避けるために、ダンピング抵抗Ｒ５３によってダンピングされた キャパシタＣ工。は垂直偏向巻線をはソライン周波数にうまく同調させている。

垂直偏向電流ｉ■のライン周波数修正成分は巻線Ｌ■とキャパシタＣ工８とによ って形成された並列同調回路中を循環する。

直列接続されたキャパシタＣ工、と抵抗Ｒ５３とからなる分校回路はライン周波 数電流リターン・パスを与えている。

その結果、垂直偏向増幅器２１の出方には小さな大きさのライン周波数電圧が現 われる。

トーーーー−Ｖ・２０ｍ５−一±

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 フイールド偏向巻線と、 上記フイールド偏向巻線中にフイールド偏向電流を発生させるためのフイールド 偏向増幅器と、フイールド周波数入力信号を発生させるための手段と、ライン周 波数入力信号を発生させろための手段と、上記フイールド偏向巻線に結合され、 これからフイールド偏向電流を受けるＬＣ共振回路と、上記ＬＣ共振回路に結合 されたスイツチング増幅器と、上記スイツチング増幅器に結合され、上記ライン 周波数入力信号に応答して上記スイツチング増幅器の導通レベルを第１の導通レ ベルと第２の導通レベルとの間でライン周波数で切換えるための制御回路とから なり、それによつて上記ＬＣ共振回路をライン周波数で励起して上記フイールド 偏向電流のライン周波数変調を行ない、上記制御回路は上記フイールド周波数入 力信号に応答して上記第１の導通レベルと第２の導通レベルの双方を上記フイー ルド周波数で変化させて上記フイールド偏向電流の上下ピンクツシヨン修正を行 なう上下ピンクツシヨン修正回路。