JPH07114456B2 - 上下ピンクツシヨン修正偏向回路 - Google Patents
上下ピンクツシヨン修正偏向回路Info
- Publication number
- JPH07114456B2 JPH07114456B2 JP60501770A JP50177085A JPH07114456B2 JP H07114456 B2 JPH07114456 B2 JP H07114456B2 JP 60501770 A JP60501770 A JP 60501770A JP 50177085 A JP50177085 A JP 50177085A JP H07114456 B2 JPH07114456 B2 JP H07114456B2
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Description
【発明の詳細な説明】 ＜発明の分野＞ この発明は南北（Ｎ−Ｓ）ピンクツシヨン修正偏向回路
すなわち上下ピンクツシヨン修正偏向回路に関する。
すなわち上下ピンクツシヨン修正偏向回路に関する。
＜発明の背景＞ テレビジヨン受像機あるいはコンピユータ・モニタ等の
ビデオ装置用の映像管は、上下ピンクツシヨン歪として
知られている幾何学的な歪を修正するためにフイールド
偏向電流の変調を必要とする。この歪の原因はビームの
走査曲率半径と映像管のフエースプレートの曲率半径と
の間の差によるものである。非球面フエースプレート曲
面をもつたより平坦なフエースプレート映像管は、通常
の球面フエースプレート映像管用の上下ピンクツシヨン
修正よりもより複雑な形式の修正を必要とする。
ビデオ装置用の映像管は、上下ピンクツシヨン歪として
知られている幾何学的な歪を修正するためにフイールド
偏向電流の変調を必要とする。この歪の原因はビームの
走査曲率半径と映像管のフエースプレートの曲率半径と
の間の差によるものである。非球面フエースプレート曲
面をもつたより平坦なフエースプレート映像管は、通常
の球面フエースプレート映像管用の上下ピンクツシヨン
修正よりもより複雑な形式の修正を必要とする。
複雑な曲面のフエースプレートをもつた形式の映像管は
次の米国特許出願明細書中に示されている。
次の米国特許出願明細書中に示されている。
1. 1983年２月25日付け米国特許出願第469,772号、発
明者「エフ アール ラグランド ジユニア（F.R.Ragl
and,Jr.）」、発明の名称「改良されたシヤドウ・マス
ク形状を有する陰極線管（CATHODE−RAY TUBE HAVING A
N IMPROVED SHADOW MASK CONTOUR）」、1984年９月12日
付けで公開されたイギリス国特許出願第2136200A号に対
応（特開昭59−16373号に対応）。
明者「エフ アール ラグランド ジユニア（F.R.Ragl
and,Jr.）」、発明の名称「改良されたシヤドウ・マス
ク形状を有する陰極線管（CATHODE−RAY TUBE HAVING A
N IMPROVED SHADOW MASK CONTOUR）」、1984年９月12日
付けで公開されたイギリス国特許出願第2136200A号に対
応（特開昭59−16373号に対応）。
2. 1983年２月25日付け米国特許出願第469,774号、発
明者「エフ アール ラグランド ジユニア（F.R.Ragl
and,Jr.）」、発明の名称「実質的に平坦な外面のフエ
ースプレート・パネルを持つた陰極線管（CATHODE−RAY
TUBE HAVING A FACEPLATE PANEL WITH A SUBSTANTIALL
Y PLANAR PERIPHERY）」、1984年９月12日付けで公開さ
れたイギリス国特許出願第2136198A号に対応（特開昭59
−163738号に対応）。
明者「エフ アール ラグランド ジユニア（F.R.Ragl
and,Jr.）」、発明の名称「実質的に平坦な外面のフエ
ースプレート・パネルを持つた陰極線管（CATHODE−RAY
TUBE HAVING A FACEPLATE PANEL WITH A SUBSTANTIALL
Y PLANAR PERIPHERY）」、1984年９月12日付けで公開さ
れたイギリス国特許出願第2136198A号に対応（特開昭59
−163738号に対応）。
3. 1983年２月25日付け米国特許出願第469,775号、発
明者「アール ジエー ダマト（R.J.D′Amato）他」、
発明の名称「長軸および短軸に沿つて異なる曲率を有す
る陰極線管（CATHODE−RAY TUBE HAVING DIFFERENT CUR
VATURE ALONG MAJOR AND MINOR AXES）」、1984年９月1
2日付けで公開されたイギリス国特許出願第2136199A号
に対応（特開昭60−158056号に対応）。
明者「アール ジエー ダマト（R.J.D′Amato）他」、
発明の名称「長軸および短軸に沿つて異なる曲率を有す
る陰極線管（CATHODE−RAY TUBE HAVING DIFFERENT CUR
VATURE ALONG MAJOR AND MINOR AXES）」、1984年９月1
2日付けで公開されたイギリス国特許出願第2136199A号
に対応（特開昭60−158056号に対応）。
4. 1983年９月６日付け米国特許出願第529,644号、発
明者「アール ジエー ダマト（R.J.D′Amato）他」、
発明の名称（本質的に平坦なスクリーン外面のフエース
プレート・パネルを持つた陰極線管（CATHODE−RAY TUB
E HAVING A FACEPLATE PANEL WITH AN ESSENTIALLY PLA
NAR SCREEN PERIPHERY）」、1985年５月１日付けで公開
されたイギリス国特許出願第2147142A号に対応（特開昭
60−72146号に対応）。
明者「アール ジエー ダマト（R.J.D′Amato）他」、
発明の名称（本質的に平坦なスクリーン外面のフエース
プレート・パネルを持つた陰極線管（CATHODE−RAY TUB
E HAVING A FACEPLATE PANEL WITH AN ESSENTIALLY PLA
NAR SCREEN PERIPHERY）」、1985年５月１日付けで公開
されたイギリス国特許出願第2147142A号に対応（特開昭
60−72146号に対応）。
RCA110゜COTY−SP、矩形−平坦面、27V、カラーテレビ
ジヨン映像管A68ACC10Xで代表されるような平坦なフエ
ースプレート陰極線管の１形式では、フエースプレート
の中心に関する陰極線管のフエースプレートのミリメー
トルで表わしたサジタル高さＺは次式によつて表わされ
る。
ジヨン映像管A68ACC10Xで代表されるような平坦なフエ
ースプレート陰極線管の１形式では、フエースプレート
の中心に関する陰極線管のフエースプレートのミリメー
トルで表わしたサジタル高さＺは次式によつて表わされ
る。
Ｚ＝A1X2＋A2X4＋A3Y2＋A4X2Y2＋A5X4Y2＋A6Y4 ＋A7X2Y4＋A8X4Y4 こゝで、ＸおよびＹはそれぞれ長軸および短軸に沿つて
フエースプレートの中心からのミリメートルで表わした
距離座標であり、また A1＝−0.236424229×10-4 A2＝−0.363538575×10-8 A3＝−0.422441063×10-3 A4＝−0.213537355×10-8 A5＝＋0.883912220×10-13 A6＝−0.100020398×10-9 A7＝＋0.117915353×10-14 A8＝＋0.527722295×10-21 この式によつて特定される映像管のフエースプレートは
その中心部近くで比較的浅い曲率を有し、映像管の長軸
および短軸の双方に平行な線に沿う端縁近くで大きくな
つている。総合結果として比較的平坦に見えるフエース
プレートとなり、平坦な端縁部、すなわち頂部、底部、
右端、左端に沿う点が実質的に共通な面内に位置するフ
エースプレートとなる。
フエースプレートの中心からのミリメートルで表わした
距離座標であり、また A1＝−0.236424229×10-4 A2＝−0.363538575×10-8 A3＝−0.422441063×10-3 A4＝−0.213537355×10-8 A5＝＋0.883912220×10-13 A6＝−0.100020398×10-9 A7＝＋0.117915353×10-14 A8＝＋0.527722295×10-21 この式によつて特定される映像管のフエースプレートは
その中心部近くで比較的浅い曲率を有し、映像管の長軸
および短軸の双方に平行な線に沿う端縁近くで大きくな
つている。総合結果として比較的平坦に見えるフエース
プレートとなり、平坦な端縁部、すなわち頂部、底部、
右端、左端に沿う点が実質的に共通な面内に位置するフ
エースプレートとなる。
上記のような非球面フエースプレート曲面をもった平坦
なフエースプレートをもった映像管におけるラスタの上
下ピンクッション歪を修正するために、従来から垂直偏
向電流をパラボラ状信号によって水平周波数、すなわち
ライン周波数で変調するという方法が採られてきた。と
ころが、従来の上下ピンクッション歪修正方法では、上
下ピンクッション歪を必ずしも正確には修正することが
できないという問題があった。これは次のような理由に
よる。すなわち、ピンクッション歪を正確に修正するに
は、スクリーンの頂部および底部ではより大きな上下ピ
ンクッション歪の修正を与え、スクリーンの垂直方向の
中央部では上下ピンクッション歪の修正量を小さくする
か０にする必要があるにも拘らず、従来行なわれていた
上下ピンクッション歪修正方法は、垂直走査全体にわた
って同じライン周波数変調が与えられているためであ
る。
なフエースプレートをもった映像管におけるラスタの上
下ピンクッション歪を修正するために、従来から垂直偏
向電流をパラボラ状信号によって水平周波数、すなわち
ライン周波数で変調するという方法が採られてきた。と
ころが、従来の上下ピンクッション歪修正方法では、上
下ピンクッション歪を必ずしも正確には修正することが
できないという問題があった。これは次のような理由に
よる。すなわち、ピンクッション歪を正確に修正するに
は、スクリーンの頂部および底部ではより大きな上下ピ
ンクッション歪の修正を与え、スクリーンの垂直方向の
中央部では上下ピンクッション歪の修正量を小さくする
か０にする必要があるにも拘らず、従来行なわれていた
上下ピンクッション歪修正方法は、垂直走査全体にわた
って同じライン周波数変調が与えられているためであ
る。
本発明は、垂直走査すなわちフイールド走査の頂部およ
び底部における上下ピンクッション歪の修正量を、フイ
ールド走査の中央部における修正量よりも大きくして、
平坦なフエースプレートにおけるラスタの上下ピンクッ
ション歪をより正確に修正することを目的とする。
び底部における上下ピンクッション歪の修正量を、フイ
ールド走査の中央部における修正量よりも大きくして、
平坦なフエースプレートにおけるラスタの上下ピンクッ
ション歪をより正確に修正することを目的とする。
本発明の上下ピンクッション修正偏向回路は、フイール
ド偏向巻線（Lv）と、上記フイールド偏向巻線（Lv）中
にフイールド偏向電流（iV）を発生させるためのフイー
ルド偏向増幅器（21）と、フイールド周波数入力信号を
発生させるための手段（21）と、ライン周波数入力信号
（31）を発生させるための手段（29）と、上記フイール
ド偏向巻線に結合され、これからフイールド偏向電流
（iV）を受けるLC共振回路（22）と、該LC共振回路（2
2）に結合されたスイッチング増幅器（Q4）と、該スイ
ッチング増幅器に結合され、上記ライン周波数入力信号
（31）に応答して上記スイッチング増幅器の導通レベル
を第１の導通レベル（第４図（ｆ）のiQ4の34a）と第２
の導通レベル（第４図（ｆ）のiQ4の34b）との間でライ
ン周波数で切換えるための制御回路（26）とを具備して
いる。制御回路（26）は上記LC共振回路（22）をライン
周波数で励起して上記フイールド偏向電流（iV）のライ
ン周波数変調を行ない、また上記フイールド周波数入力
信号に応答して上記第１の導通レベル（iQ4の34a）と第
２の導通レベル（iQ4の34b）の双方を上記フイールド周
波数で変化させてフイールド偏向電流の上下ピンクッシ
ョン歪の修正行を行なう。
ド偏向巻線（Lv）と、上記フイールド偏向巻線（Lv）中
にフイールド偏向電流（iV）を発生させるためのフイー
ルド偏向増幅器（21）と、フイールド周波数入力信号を
発生させるための手段（21）と、ライン周波数入力信号
（31）を発生させるための手段（29）と、上記フイール
ド偏向巻線に結合され、これからフイールド偏向電流
（iV）を受けるLC共振回路（22）と、該LC共振回路（2
2）に結合されたスイッチング増幅器（Q4）と、該スイ
ッチング増幅器に結合され、上記ライン周波数入力信号
（31）に応答して上記スイッチング増幅器の導通レベル
を第１の導通レベル（第４図（ｆ）のiQ4の34a）と第２
の導通レベル（第４図（ｆ）のiQ4の34b）との間でライ
ン周波数で切換えるための制御回路（26）とを具備して
いる。制御回路（26）は上記LC共振回路（22）をライン
周波数で励起して上記フイールド偏向電流（iV）のライ
ン周波数変調を行ない、また上記フイールド周波数入力
信号に応答して上記第１の導通レベル（iQ4の34a）と第
２の導通レベル（iQ4の34b）の双方を上記フイールド周
波数で変化させてフイールド偏向電流の上下ピンクッシ
ョン歪の修正行を行なう。
図において、 第１図はこの発明を実施した上下ピンクツシヨン修正回
路を含む垂直偏向回路を示す図、 第２図は、この発明の実施例の上下ピンクツシヨン修正
回路を含む垂直偏向回路を使用した矩形−平坦映像管お
よびそれに関連する垂直および水平偏向巻線を概略的に
示す図、 第３図は、この発明の特徴による別の上下ピンクツシヨ
ン修正回路を含む垂直偏向回路を示す図、 第４図乃至第11図は第１図および第３図の回路の動作を
説明するのに有効な波形を示す図である。
路を含む垂直偏向回路を示す図、 第２図は、この発明の実施例の上下ピンクツシヨン修正
回路を含む垂直偏向回路を使用した矩形−平坦映像管お
よびそれに関連する垂直および水平偏向巻線を概略的に
示す図、 第３図は、この発明の特徴による別の上下ピンクツシヨ
ン修正回路を含む垂直偏向回路を示す図、 第４図乃至第11図は第１図および第３図の回路の動作を
説明するのに有効な波形を示す図である。
第１図において、垂直偏向回路20は垂直偏向巻線LVに結
合された垂直偏向増幅器21を含み、偏向巻線中に垂直偏
向電流iVを発生させる。垂直偏向電流iVはこの発明を実
施した上下ピンクツシヨン修正回路23のLC共振回路すな
わちタンク回路22、および結合キヤパシタCVとサンプリ
ング抵抗Rsを経てアースに流れる。サンプリング抵抗Rs
中の偏向電流iVによつて発生される垂直周波数（垂直
率）鋸歯状波電圧24は垂直偏向増幅器21に対する負帰還
を与えている。
合された垂直偏向増幅器21を含み、偏向巻線中に垂直偏
向電流iVを発生させる。垂直偏向電流iVはこの発明を実
施した上下ピンクツシヨン修正回路23のLC共振回路すな
わちタンク回路22、および結合キヤパシタCVとサンプリ
ング抵抗Rsを経てアースに流れる。サンプリング抵抗Rs
中の偏向電流iVによつて発生される垂直周波数（垂直
率）鋸歯状波電圧24は垂直偏向増幅器21に対する負帰還
を与えている。
第２図に概略的に示す垂直偏向巻線LVの電流は同じく第
２図に概略的に示す垂直偏向巻線LH中の電流と関連して
矩形−平坦カラー映像管SPのスクリーンを横切つて電子
ビームのラスタ走査を行なわせる。前述のように矩形−
平坦映像管SPのフエースプレート30は非球面で、長軸お
よび短軸に沿うフエースプレートの曲率はフエースプレ
ートの端部に向つて増大している。総合結果として、フ
エースプレートの表面、従つてフエースプレートの内面
上に配置された螢光体スクリーンの表面は、端から端ま
で比較的平坦になり、端縁部は実質的に１つの面内にあ
る。
２図に概略的に示す垂直偏向巻線LH中の電流と関連して
矩形−平坦カラー映像管SPのスクリーンを横切つて電子
ビームのラスタ走査を行なわせる。前述のように矩形−
平坦映像管SPのフエースプレート30は非球面で、長軸お
よび短軸に沿うフエースプレートの曲率はフエースプレ
ートの端部に向つて増大している。総合結果として、フ
エースプレートの表面、従つてフエースプレートの内面
上に配置された螢光体スクリーンの表面は、端から端ま
で比較的平坦になり、端縁部は実質的に１つの面内にあ
る。
水平偏向電流は第２図の水平偏向巻線LH中に水平偏向回
路19によつて発生される。垂直偏向電流は第２図の垂直
偏向巻線LV中に垂直偏向回路220によつて発生される。
垂直偏向回路は後程説明する第１図の発明の回路20また
は第３図の発明の回路120のいずれかからなる。
路19によつて発生される。垂直偏向電流は第２図の垂直
偏向巻線LV中に垂直偏向回路220によつて発生される。
垂直偏向回路は後程説明する第１図の発明の回路20また
は第３図の発明の回路120のいずれかからなる。
矩形−平坦映像管のスルリーン上に表示されるラスタの
上下ピンクツシヨン歪は、この発明の特徴に従つてフイ
ールド偏向電流に加えられるライン周波数（ライン
率）、余弦波電流によつて修正される。この余弦波修正
電流は、上下ピンクツシヨン幾何学的誤差を実質的に修
正することに加えて、矩形−平坦映像管のフエースプレ
ートの非球面特性によつて生ずるかもめ翼（ガルウイン
グ）歪のようなラスタの残留ライン周波数歪に対してよ
り良好に適合する。このような残留歪は1984年６月12日
付けで「抑圧搬送波変調器（SUPPRESSED CARRIER MOULA
TOR）」という名称で出願されたイギリス国特許出願第8
414946号明細書、1984年６月12日付けで「上下ラスタ修
正回路（Ｎ−S RASTER CORRECION CIRCUIT）」という名
称で出願されたイギリス国特許出願第8414947号明細書
中に示されている。余弦関数は各０交差時に余弦電流の
勾配の極性が変化するから、この残留誤差を最もよく修
正することができる。上記のガルウイング歪が存在する
ため、パラボラ形状のライン周波数修正は余弦波形状の
修正程有効ではない。
上下ピンクツシヨン歪は、この発明の特徴に従つてフイ
ールド偏向電流に加えられるライン周波数（ライン
率）、余弦波電流によつて修正される。この余弦波修正
電流は、上下ピンクツシヨン幾何学的誤差を実質的に修
正することに加えて、矩形−平坦映像管のフエースプレ
ートの非球面特性によつて生ずるかもめ翼（ガルウイン
グ）歪のようなラスタの残留ライン周波数歪に対してよ
り良好に適合する。このような残留歪は1984年６月12日
付けで「抑圧搬送波変調器（SUPPRESSED CARRIER MOULA
TOR）」という名称で出願されたイギリス国特許出願第8
414946号明細書、1984年６月12日付けで「上下ラスタ修
正回路（Ｎ−S RASTER CORRECION CIRCUIT）」という名
称で出願されたイギリス国特許出願第8414947号明細書
中に示されている。余弦関数は各０交差時に余弦電流の
勾配の極性が変化するから、この残留誤差を最もよく修
正することができる。上記のガルウイング歪が存在する
ため、パラボラ形状のライン周波数修正は余弦波形状の
修正程有効ではない。
フイールド偏向電流iV中のライン周波数余弦修正電流成
分を発生させるために、第１図のLC共振回路22はスイツ
チング増幅器のダーリントン・トランジスタQ4によつて
ライン周波数で励起される。LC共振回路22は水平偏向周
波数に同調されている。これによつてライン周波数余弦
波状循環電流i1が共振回路22中に発生する。制御回路26
はライン周波数で増幅器Q4の導通レベルを切換える制御
信号33Hを発生する。この発明の特徴によれば、スイツ
チングは実質的に50％のデユーテイ・サイクルで生ず
る。制御信号33Hの50％のデユーテイ・サイクルはLC共
振回路22をその固有周波数fHで駆動するときに有効であ
る。50％のデユーテイ・サイクルの信号の最も強い周波
数成分は基本周波数fHで、LC回路22の励起に高調波歪は
殆んど導入されない。
分を発生させるために、第１図のLC共振回路22はスイツ
チング増幅器のダーリントン・トランジスタQ4によつて
ライン周波数で励起される。LC共振回路22は水平偏向周
波数に同調されている。これによつてライン周波数余弦
波状循環電流i1が共振回路22中に発生する。制御回路26
はライン周波数で増幅器Q4の導通レベルを切換える制御
信号33Hを発生する。この発明の特徴によれば、スイツ
チングは実質的に50％のデユーテイ・サイクルで生ず
る。制御信号33Hの50％のデユーテイ・サイクルはLC共
振回路22をその固有周波数fHで駆動するときに有効であ
る。50％のデユーテイ・サイクルの信号の最も強い周波
数成分は基本周波数fHで、LC回路22の励起に高調波歪は
殆んど導入されない。
適正な上下ピンクツシヨン修正を与えるために、垂直偏
向電流の水平周波数変調の振幅は垂直周波数で鋸歯状に
変化するようにされる。この発明の他の特徴によれば、
制御回路26はスイツチング増幅器Q4の導通レベルを、第
１と第２の導通レベル間でライン周波数で切換える。余
弦波修正電流i1の振幅を垂直周波数で変化させるため
に、２つの導通レベルの大きさは鋸歯状波形態で垂直周
波数で変化させられる。この方法では、垂直偏向電流iV
のライン周波数変調の包絡線はラスタの頂部および底部
で最大高さであり、中心部で最小になる。それによつて
垂直走査期間中のすべての期間で適正な量の上下ピンク
ツシヨン修正を与えることができる。
向電流の水平周波数変調の振幅は垂直周波数で鋸歯状に
変化するようにされる。この発明の他の特徴によれば、
制御回路26はスイツチング増幅器Q4の導通レベルを、第
１と第２の導通レベル間でライン周波数で切換える。余
弦波修正電流i1の振幅を垂直周波数で変化させるため
に、２つの導通レベルの大きさは鋸歯状波形態で垂直周
波数で変化させられる。この方法では、垂直偏向電流iV
のライン周波数変調の包絡線はラスタの頂部および底部
で最大高さであり、中心部で最小になる。それによつて
垂直走査期間中のすべての期間で適正な量の上下ピンク
ツシヨン修正を与えることができる。
制御回路26は差動的に接続された第１および第２の制御
増幅器Q1、Q2を含み、トランジスタQ1、Q2の各コレクタ
出力に第１および第２の制御電流iQ1、iQ2が流れる。制
御増幅器Q1、Q2のコレクタ出力は第１および第２の制御
スイツチQAおよびQBによつてそれぞれライン周波数でア
ースに切換えられる。
増幅器Q1、Q2を含み、トランジスタQ1、Q2の各コレクタ
出力に第１および第２の制御電流iQ1、iQ2が流れる。制
御増幅器Q1、Q2のコレクタ出力は第１および第２の制御
スイツチQAおよびQBによつてそれぞれライン周波数でア
ースに切換えられる。
制御スイツチQAおよびQBのライン周波数の切換えを行な
うために、第４図（ａ）に電圧Vrとして示される水平リ
トレースパルス電圧31は従来通りに入力端子29に発生す
る。水平リトレース・パルス電圧は抵抗R1とキヤパシタ
C1とによつて積分されて第４図（ｂ）に電圧Vhsとして
示すように水平鋸歯状電圧32が生成される。水平鋸歯状
電圧32はスイツチQAの反転入力端子およびスイツチQBの
非反転入力端子に供給される。スイツチQAおよびQBの他
の入力端子は接地されている。第４図（ｃ）および第４
図（ｄ）にスイツチング電圧27Hおよび28Hによつて示す
ように、制御スイツチQAおよびQBの出力は互いに反対の
位相でライン周波数で導通状態と非導通状態との間で切
換えられる。従つて、時間t2乃至t4の期間中は、スイツ
チQAは飽和導通状態にあつて、スイツチング電圧27Hは
アース電位にある。この期間中、制御スイツチQBは遮断
状態で、スイツチング電圧28Hは制御増幅器Q2のコレク
タの電圧レベルにある。時間t4とt6との間の次の半分の
水平サイクルの期間中、制御スイツチQAは遮断し、制御
スイツチQBは飽和導通状態になる。スイツチング電圧28
Hはアース電位にあり、スイツチング電圧27Hは制御増幅
器Q1のコレクタの電圧レベルにある。
うために、第４図（ａ）に電圧Vrとして示される水平リ
トレースパルス電圧31は従来通りに入力端子29に発生す
る。水平リトレース・パルス電圧は抵抗R1とキヤパシタ
C1とによつて積分されて第４図（ｂ）に電圧Vhsとして
示すように水平鋸歯状電圧32が生成される。水平鋸歯状
電圧32はスイツチQAの反転入力端子およびスイツチQBの
非反転入力端子に供給される。スイツチQAおよびQBの他
の入力端子は接地されている。第４図（ｃ）および第４
図（ｄ）にスイツチング電圧27Hおよび28Hによつて示す
ように、制御スイツチQAおよびQBの出力は互いに反対の
位相でライン周波数で導通状態と非導通状態との間で切
換えられる。従つて、時間t2乃至t4の期間中は、スイツ
チQAは飽和導通状態にあつて、スイツチング電圧27Hは
アース電位にある。この期間中、制御スイツチQBは遮断
状態で、スイツチング電圧28Hは制御増幅器Q2のコレク
タの電圧レベルにある。時間t4とt6との間の次の半分の
水平サイクルの期間中、制御スイツチQAは遮断し、制御
スイツチQBは飽和導通状態になる。スイツチング電圧28
Hはアース電位にあり、スイツチング電圧27Hは制御増幅
器Q1のコレクタの電圧レベルにある。
ライン周波数のスイツチング電圧27Hおよび28Hはダイオ
ードD1、D2を経て駆動トランジスタQ3のベースで重畳さ
れる。トランジスタQ3はエミツタ・ホロワ構成に接続さ
れている。駆動トランジスタQ3のエミツタ出力電極はキ
ヤパシタC3を経て電力切換増幅器Q4のベースにAC結合さ
れている。この発明の考え方を実施するに当つて、トラ
ンジスタQ4は直線（リニヤ）モードで動作するものとす
る。トランジスタQ4のベースのDCバイアスは分圧抵抗R1
5およびR16によつて与えられる。エミツタ負帰還はR17
によつて与えられる。
ードD1、D2を経て駆動トランジスタQ3のベースで重畳さ
れる。トランジスタQ3はエミツタ・ホロワ構成に接続さ
れている。駆動トランジスタQ3のエミツタ出力電極はキ
ヤパシタC3を経て電力切換増幅器Q4のベースにAC結合さ
れている。この発明の考え方を実施するに当つて、トラ
ンジスタQ4は直線（リニヤ）モードで動作するものとす
る。トランジスタQ4のベースのDCバイアスは分圧抵抗R1
5およびR16によつて与えられる。エミツタ負帰還はR17
によつて与えられる。
駆動トランジスタQ3のベースでライン周波数の電圧27H
と28Hとを重畳することにより、トランジスタQ3の出力
エミツタ電極に第４図（ｅ）に示すように第１および第
２の電圧レベル33a、33bを有する２レベル・ライン周波
数制御電圧33Hが発生する。電圧レベル33aはスイツチン
グ電圧27Hの振幅に直接関連しており、電圧レベル33bは
スイツチング電圧28Hの振幅に直接関連している。
と28Hとを重畳することにより、トランジスタQ3の出力
エミツタ電極に第４図（ｅ）に示すように第１および第
２の電圧レベル33a、33bを有する２レベル・ライン周波
数制御電圧33Hが発生する。電圧レベル33aはスイツチン
グ電圧27Hの振幅に直接関連しており、電圧レベル33bは
スイツチング電圧28Hの振幅に直接関連している。
２レベル制御信号33Hは出力スイツチング増幅器Q4の導
通レベルを第１の導通レベルと第２の導通レベルとの間
でライン周波数で切換える。第４図（ｆ）に示すよう
に、トランジスタQ4のコレクタ電流iQ4は、制御信号33H
のレベル33aの大きさに直接関連する第１の電流レベル3
4aと、レベル33bの大きさに直接関連する第２の電流レ
ベル34bとを有する２レベル電流である。
通レベルを第１の導通レベルと第２の導通レベルとの間
でライン周波数で切換える。第４図（ｆ）に示すよう
に、トランジスタQ4のコレクタ電流iQ4は、制御信号33H
のレベル33aの大きさに直接関連する第１の電流レベル3
4aと、レベル33bの大きさに直接関連する第２の電流レ
ベル34bとを有する２レベル電流である。
ライン周波数出力電流iQ4はLC共振回路22を励起して実
質的に余弦波発振させる。共振回路22の容量性分枝回路
は可調整変成器T1の２次巻線Wsの両端間に結合されたキ
ヤパシタC5からなる。変成器T1は共振回路22の誘導性分
枝回路となつている。変成器T1の１次巻線Wpはスイツチ
ング増幅器Q4のコレクタ出力電極に結合されている。ま
た、変成器T1は水平偏向周波数で共振するように同調さ
れている。従つて、共振回路22はライン周波数、２レベ
ル励起電流信号iQ4の高調波を濾波して除去し、１次間
線Wpの両端間にライン周波数でほヾ正弦波の電圧を発生
させる。この正弦波電圧はスイツチング増幅器Q4のコレ
クタ電圧VQ4として第４図（ｇ）に示されている。
質的に余弦波発振させる。共振回路22の容量性分枝回路
は可調整変成器T1の２次巻線Wsの両端間に結合されたキ
ヤパシタC5からなる。変成器T1は共振回路22の誘導性分
枝回路となつている。変成器T1の１次巻線Wpはスイツチ
ング増幅器Q4のコレクタ出力電極に結合されている。ま
た、変成器T1は水平偏向周波数で共振するように同調さ
れている。従つて、共振回路22はライン周波数、２レベ
ル励起電流信号iQ4の高調波を濾波して除去し、１次間
線Wpの両端間にライン周波数でほヾ正弦波の電圧を発生
させる。この正弦波電圧はスイツチング増幅器Q4のコレ
クタ電圧VQ4として第４図（ｇ）に示されている。
共振回路22の励起によつて、キヤパシタC5と２次巻線Ws
に余弦発振電流と正弦発振電圧を発生させる。第５図
（ｂ）および第５図（ｃ）は２次巻線Ws中の余弦修正電
流と、共振タンク回路22の両端間に90゜位相シフトされ
た電圧V1を発生させる。第５図（ａ）は基準水平リトレ
ース・パルス電圧を示す。図示の都合上、発振波形は水
平トレースあるいはリトレースの中央で最大または最小
が表われるときは余弦波状であると考え、これらの点で
０のときは正弦波状であると考える。
に余弦発振電流と正弦発振電圧を発生させる。第５図
（ｂ）および第５図（ｃ）は２次巻線Ws中の余弦修正電
流と、共振タンク回路22の両端間に90゜位相シフトされ
た電圧V1を発生させる。第５図（ａ）は基準水平リトレ
ース・パルス電圧を示す。図示の都合上、発振波形は水
平トレースあるいはリトレースの中央で最大または最小
が表われるときは余弦波状であると考え、これらの点で
０のときは正弦波状であると考える。
電圧V1は垂直偏向巻線LV中に上下ピンクツシヨン誤差を
修正するための余弦修正電流成分を発生させる。この成
分の位相はLC共振回路22の修正電流i1によつて調整さ
れ、i1LWs/LVの振幅をもつている。こゝでLWsは変成器T
1の２次巻線Wsのインダクタンスである。垂直偏向電流i
Vの修正電流成分は、各ライン走査の中心部で垂直偏向
電流に加えられ、各ライン走査の開始点および終了点で
減算されるライン周波数変調を与える。
修正するための余弦修正電流成分を発生させる。この成
分の位相はLC共振回路22の修正電流i1によつて調整さ
れ、i1LWs/LVの振幅をもつている。こゝでLWsは変成器T
1の２次巻線Wsのインダクタンスである。垂直偏向電流i
Vの修正電流成分は、各ライン走査の中心部で垂直偏向
電流に加えられ、各ライン走査の開始点および終了点で
減算されるライン周波数変調を与える。
垂直偏向巻線LVは共振回路22にAC的に並列接続されてお
り、共振に関係している。従つて、水平偏向電流は位相
が一致している。変成器T1の巻線WpとWsとは、巻線Wpと
Wsとの間の位相ずれを避けるために非常に密に結合して
いる。トランジスタQ4はＡ級で動作し、共振回路22を負
荷しない電流源を表わしている。巻線Wpはトランジスタ
Q4に対して共振回路22の共振周波数で高い負荷インピー
ダンスを呈する。他のすべての周波数では巻線Wpのイン
ピーダンスは低い。従つて、ライン周波数の高調波は巻
線Wpによつて短絡される。
り、共振に関係している。従つて、水平偏向電流は位相
が一致している。変成器T1の巻線WpとWsとは、巻線Wpと
Wsとの間の位相ずれを避けるために非常に密に結合して
いる。トランジスタQ4はＡ級で動作し、共振回路22を負
荷しない電流源を表わしている。巻線Wpはトランジスタ
Q4に対して共振回路22の共振周波数で高い負荷インピー
ダンスを呈する。他のすべての周波数では巻線Wpのイン
ピーダンスは低い。従つて、ライン周波数の高調波は巻
線Wpによつて短絡される。
変成器T1のインダクタンスは、上下台形歪を防止するた
めにフイールド偏向電流のライン周波数変調の位相を制
御するために調整可能となつている。後程説明するよう
に、ライン周波数変調の位相を正確に調整するために、
制御信号33Hのレベル33aと33bとの間の切換えは、第４
図（ｃ）乃至（ｇ）の時間t2の水平リトレースの中央お
よび時間t4の水平トレースの中央において生ずるのが有
利である。
めにフイールド偏向電流のライン周波数変調の位相を制
御するために調整可能となつている。後程説明するよう
に、ライン周波数変調の位相を正確に調整するために、
制御信号33Hのレベル33aと33bとの間の切換えは、第４
図（ｃ）乃至（ｇ）の時間t2の水平リトレースの中央お
よび時間t4の水平トレースの中央において生ずるのが有
利である。
上下ピンクツシヨン修正を行なうために、垂直偏向電流
の余弦状ライン周波数変調の振幅は垂直周波数で概ね鋸
歯状に変化する。第６図（ａ）に示すように、垂直偏向
電流iVの振幅変調包絡線の包絡線高さはフイールド走査
の開始時および終了時であるラスタの頂部および底部で
最大になり、ラスタの中央すなわちフイールド走査の中
央で０になる。第６図（ａ）の波形の接近して示された
垂直線は垂直偏向電流のライン周波数変調を概略的に表
わしている。
の余弦状ライン周波数変調の振幅は垂直周波数で概ね鋸
歯状に変化する。第６図（ａ）に示すように、垂直偏向
電流iVの振幅変調包絡線の包絡線高さはフイールド走査
の開始時および終了時であるラスタの頂部および底部で
最大になり、ラスタの中央すなわちフイールド走査の中
央で０になる。第６図（ａ）の波形の接近して示された
垂直線は垂直偏向電流のライン周波数変調を概略的に表
わしている。
この発明の特徴によれば、垂直偏向電流iVのライン周波
数変調の包絡線の垂直周波数変動を与えるために、制御
回路26は制御信号33Hのレベル33aおよび33bの双方をフ
イールド周波数で変化させる。この発明の他の特徴に従
えば、例えばフイールド走査期間中に、レベル33aの大
きさが減少するとレベル33bが増大するように、レベル3
3aはレベル33bの方向と逆方向に変化する。さらに、こ
のような構成によつて、垂直走査の第２の半サイクルの
期間中の垂直偏向電流の余弦波修正の位相は、垂直走査
の第１の半サイクルの期間中に与えられる余弦波修正と
180゜だけ移相シフトされている。
数変調の包絡線の垂直周波数変動を与えるために、制御
回路26は制御信号33Hのレベル33aおよび33bの双方をフ
イールド周波数で変化させる。この発明の他の特徴に従
えば、例えばフイールド走査期間中に、レベル33aの大
きさが減少するとレベル33bが増大するように、レベル3
3aはレベル33bの方向と逆方向に変化する。さらに、こ
のような構成によつて、垂直走査の第２の半サイクルの
期間中の垂直偏向電流の余弦波修正の位相は、垂直走査
の第１の半サイクルの期間中に与えられる余弦波修正と
180゜だけ移相シフトされている。
制御信号33Hの振幅レベルの垂直周波数変化を生じさせ
るために、サンプリング抵抗Rsの両端間に発生する垂直
周波数鋸歯状電圧24は差動接続された制御増幅器Q1、Q2
のうちの制御増幅器トランジスタQ2のベースに供給され
る。トランジスタQ2のコレクタ電流すなわち制御電流i
Q2の大きさは一定でなく垂直周波数で変化し、一般に走
査期間中鋸歯状に増大する。トランジスタQ1のコレクタ
電流である制御電流iQ1もまた垂直周波数で変化する電
流であるが、その大きさはフイールド走査期間中減少す
る。制御電流iQ1およびiQ2が垂直周波数で変化するため
に、スイツチング電圧27Hおよび28Hの振幅もまた垂直周
波数で変化し、スイツチング電圧27Hの振幅はフイール
ド走査期間中減衰し、スイツチング電圧28Hの振幅はフ
イールド走査期間中増大する。
るために、サンプリング抵抗Rsの両端間に発生する垂直
周波数鋸歯状電圧24は差動接続された制御増幅器Q1、Q2
のうちの制御増幅器トランジスタQ2のベースに供給され
る。トランジスタQ2のコレクタ電流すなわち制御電流i
Q2の大きさは一定でなく垂直周波数で変化し、一般に走
査期間中鋸歯状に増大する。トランジスタQ1のコレクタ
電流である制御電流iQ1もまた垂直周波数で変化する電
流であるが、その大きさはフイールド走査期間中減少す
る。制御電流iQ1およびiQ2が垂直周波数で変化するため
に、スイツチング電圧27Hおよび28Hの振幅もまた垂直周
波数で変化し、スイツチング電圧27Hの振幅はフイール
ド走査期間中減衰し、スイツチング電圧28Hの振幅はフ
イールド走査期間中増大する。
第６図（ｂ）乃至（ｉ）は第６図（ａ）の対称的に位置
する時点TbとTe近くを時間的に引伸ばしたスケールで示
した各種の波形である。フイールド走査の時点Tbおよび
Teはフイールド走査の中心時点Tcから等しい距離にあ
る。従つて、ライン周波数の変調には無関係に第６図
（ａ）の垂直偏向電流iVは、フイールド走査時点Tbおよ
びTeで同じ大きさであるが、極性は反対である。
する時点TbとTe近くを時間的に引伸ばしたスケールで示
した各種の波形である。フイールド走査の時点Tbおよび
Teはフイールド走査の中心時点Tcから等しい距離にあ
る。従つて、ライン周波数の変調には無関係に第６図
（ａ）の垂直偏向電流iVは、フイールド走査時点Tbおよ
びTeで同じ大きさであるが、極性は反対である。
第６図（ｄ）のライン周波数スイツチング電圧27Hは、
第６図（ｂ）の水平リトレース・パルス電圧Vrの時間tt
における水平トレースの中心では正方向に変化し、trに
おける水平リトレースの中心では負方向に変化するよう
に位相が定められている。電圧27Hは時点TbとTeを含む
全フイールド走査期間中、同じ位相に維持されている。
しかしながら、電圧27Hの振幅は、フイールド走査時点T
b近くの電圧レベルV1′からフイールド走査時点Te近く
の電圧レベルV2′へと垂直周波数で鋸歯状に減少する。
第６図（ｂ）の水平リトレース・パルス電圧Vrの時間tt
における水平トレースの中心では正方向に変化し、trに
おける水平リトレースの中心では負方向に変化するよう
に位相が定められている。電圧27Hは時点TbとTeを含む
全フイールド走査期間中、同じ位相に維持されている。
しかしながら、電圧27Hの振幅は、フイールド走査時点T
b近くの電圧レベルV1′からフイールド走査時点Te近く
の電圧レベルV2′へと垂直周波数で鋸歯状に減少する。
第６図（ｅ）のライン周波数スイツチング電圧28Hは電
圧27Hと逆相になつており、時間ttにおける水平トレー
スの中心において負方向に変化し、時間trにおける水平
リトレースの中心では正方向に変化する。電圧28Hは時
点TbとTeを含む全フイールド走査を通じて同じ位相関係
を維持している。電圧28Hの振幅は、フイールド走査時
点tb近くの電圧レベルV1′からフイールド走査時点Te近
くの電圧レベルV2′へと垂直周波数で鋸歯状に増大す
る。
圧27Hと逆相になつており、時間ttにおける水平トレー
スの中心において負方向に変化し、時間trにおける水平
リトレースの中心では正方向に変化する。電圧28Hは時
点TbとTeを含む全フイールド走査を通じて同じ位相関係
を維持している。電圧28Hの振幅は、フイールド走査時
点tb近くの電圧レベルV1′からフイールド走査時点Te近
くの電圧レベルV2′へと垂直周波数で鋸歯状に増大す
る。
第６図（ｆ）に示すライン周波数制御電圧33Hは電圧27H
と28Hの重畳に等しい。フイールド走査の最初の半分の
期間中は電圧27Hの振幅が優勢で、制御電圧33Hの位相は
電圧27Hの位相と等しく、水平トレースの中心で正方向
の変化が生ずる。フイールド走査の中心近くのある点で
電圧27Hと28Hの振幅は等しくなり、制御電圧33Hは矩形
波成分を含んでいない。フイールド走査の第２の半分の
期間中は、電圧28Hの振幅が優勢で、制御電圧33Hの位相
は電圧28Hの位相と等しくなるように180゜だけ切換つて
おり、水平トレースの中心で負方向変化が生ずる。
と28Hの重畳に等しい。フイールド走査の最初の半分の
期間中は電圧27Hの振幅が優勢で、制御電圧33Hの位相は
電圧27Hの位相と等しく、水平トレースの中心で正方向
の変化が生ずる。フイールド走査の中心近くのある点で
電圧27Hと28Hの振幅は等しくなり、制御電圧33Hは矩形
波成分を含んでいない。フイールド走査の第２の半分の
期間中は、電圧28Hの振幅が優勢で、制御電圧33Hの位相
は電圧28Hの位相と等しくなるように180゜だけ切換つて
おり、水平トレースの中心で負方向変化が生ずる。
制御電圧33Hの位相の位相がフイールド走査の最初の半
分からフイールド走査の第２の半分へ逆転することによ
り、第６図（ｃ）に示す垂直偏向電流iVの線周波数余弦
修正電流成分48の必要な位相反転が与えられる。フイー
ルド走査時点Tb近くのようなフイールド走査の第１の半
分の期間中、第６図（ｆ）の制御電圧33Hは水平トレー
スの中心の時点ttで正方向に変化し、それによつて第６
図（ｃ）の正振幅修正電流成分48pが発生される。フイ
ールド走査時点Teの近くのようなフイールド走査の第２
の半分の期間中、制御電圧33Hは時間ttで負方向に変化
し、それによつて負の振幅の修正電流成分48nが発生さ
れる。
分からフイールド走査の第２の半分へ逆転することによ
り、第６図（ｃ）に示す垂直偏向電流iVの線周波数余弦
修正電流成分48の必要な位相反転が与えられる。フイー
ルド走査時点Tb近くのようなフイールド走査の第１の半
分の期間中、第６図（ｆ）の制御電圧33Hは水平トレー
スの中心の時点ttで正方向に変化し、それによつて第６
図（ｃ）の正振幅修正電流成分48pが発生される。フイ
ールド走査時点Teの近くのようなフイールド走査の第２
の半分の期間中、制御電圧33Hは時間ttで負方向に変化
し、それによつて負の振幅の修正電流成分48nが発生さ
れる。
第７図（ａ）は垂直周波数時間スケールで制御増幅器Q1
のコレクタにおける電圧VQ1を示した図である。コレク
タ電圧VQ1のライン周波数変調は密に接近した間隔の垂
直の線によつて概略的に示されている。第７図（ｂ）は
増幅器トランジスタQ2のコレクタの電圧VQ2を示してい
る。コレクタ電圧VQ2のライン周波数変調は密に接近し
た間隔の垂直の線によつて概略的に示されている。第７
図（ａ）と（ｂ）の比較によつて、電圧VQ1の垂直周波
数の変化は電圧VQ2の垂直周波数の変化と反対極性であ
ることがわかる。
のコレクタにおける電圧VQ1を示した図である。コレク
タ電圧VQ1のライン周波数変調は密に接近した間隔の垂
直の線によつて概略的に示されている。第７図（ｂ）は
増幅器トランジスタQ2のコレクタの電圧VQ2を示してい
る。コレクタ電圧VQ2のライン周波数変調は密に接近し
た間隔の垂直の線によつて概略的に示されている。第７
図（ａ）と（ｂ）の比較によつて、電圧VQ1の垂直周波
数の変化は電圧VQ2の垂直周波数の変化と反対極性であ
ることがわかる。
第７図（ｃ）は駆動トランジスタQ3におけるエミッタ出
力における電圧VeQ3を、第７図の他の波形の時間スケー
ルに対して引伸ばされた時間スケールで示したものであ
る。第７図（ｃ）に示されているように、電圧VeQ3は制
御信号33Hの垂直周波数変調包絡線に対応している。電
圧VeQ3のライン周波数変調は第７図（ｃ）に密に接近し
た間隔の垂直の線によつて概略的に示されている。垂直
周波数で変化する制御電圧VeQ3はスイツチング増幅器ト
ランジスタQ4のベースに供給されて、励起電流iQ4の振
幅を垂直周波数で変化させる。第７図（ｄ）に示すよう
に、電流iQ4の包絡線はフイールド周波数で反対の極性
で変化する２つの一般に鋸歯状の線36と37によつて表わ
されている。密に接近した間隔の垂直の線によつて概略
的に示されている電流iQ4のライン周波数成分の振幅
は、フイールド走査の開始点からフイールド走査の中心
に向けて一般に鋸歯状に減少し、またフイールド走査の
中心からフイールド走査の終了点に向けて一般に鋸歯状
に増大する。
力における電圧VeQ3を、第７図の他の波形の時間スケー
ルに対して引伸ばされた時間スケールで示したものであ
る。第７図（ｃ）に示されているように、電圧VeQ3は制
御信号33Hの垂直周波数変調包絡線に対応している。電
圧VeQ3のライン周波数変調は第７図（ｃ）に密に接近し
た間隔の垂直の線によつて概略的に示されている。垂直
周波数で変化する制御電圧VeQ3はスイツチング増幅器ト
ランジスタQ4のベースに供給されて、励起電流iQ4の振
幅を垂直周波数で変化させる。第７図（ｄ）に示すよう
に、電流iQ4の包絡線はフイールド周波数で反対の極性
で変化する２つの一般に鋸歯状の線36と37によつて表わ
されている。密に接近した間隔の垂直の線によつて概略
的に示されている電流iQ4のライン周波数成分の振幅
は、フイールド走査の開始点からフイールド走査の中心
に向けて一般に鋸歯状に減少し、またフイールド走査の
中心からフイールド走査の終了点に向けて一般に鋸歯状
に増大する。
コレクタ電圧VQ4の垂直周波数包絡線は第７図（ｅ）に
示されており、大体において第７図（ｄ）のコレクタ電
流iQ4の波形と同じ波形である。第７図（ｅ）の電圧包
絡線のクロスオーバ点Tcは垂直トレースのほヾ中央にお
いて生ずる。後程説明するように、水平偏向巻線LHと垂
直偏向巻線LVとの間のクロストーク（混信）があるの
で、時間Tcは第７図（ｄ）の電流包絡線のクロスオーバ
点T1から遅延している。
示されており、大体において第７図（ｄ）のコレクタ電
流iQ4の波形と同じ波形である。第７図（ｅ）の電圧包
絡線のクロスオーバ点Tcは垂直トレースのほヾ中央にお
いて生ずる。後程説明するように、水平偏向巻線LHと垂
直偏向巻線LVとの間のクロストーク（混信）があるの
で、時間Tcは第７図（ｄ）の電流包絡線のクロスオーバ
点T1から遅延している。
スイツチング増幅器Q4の導通の垂直周波数変調は第７図
（ｆ）および（ｇ）にそれぞれ示すように、LC共振回路
22中の修正電流i1の垂直周波数変調を与え、また発振電
圧V1の振幅の垂直周波数変調を与える。電流i1および電
圧V1のライン周波数成分は密に接近した間隔の垂直線に
よつて第７図（ｆ）および（ｇ）中に概略的に示されて
いる。垂直偏向電流iV上の電流i1および電圧V1の垂直周
波数変調の効果は第６図（ａ）に示されており、ライン
周波数変調された垂直偏向電流の包絡線は垂直走査の頂
部および底部で最大のライン周波数変調を与え、垂直走
査の中央部では変調はない。
（ｆ）および（ｇ）にそれぞれ示すように、LC共振回路
22中の修正電流i1の垂直周波数変調を与え、また発振電
圧V1の振幅の垂直周波数変調を与える。電流i1および電
圧V1のライン周波数成分は密に接近した間隔の垂直線に
よつて第７図（ｆ）および（ｇ）中に概略的に示されて
いる。垂直偏向電流iV上の電流i1および電圧V1の垂直周
波数変調の効果は第６図（ａ）に示されており、ライン
周波数変調された垂直偏向電流の包絡線は垂直走査の頂
部および底部で最大のライン周波数変調を与え、垂直走
査の中央部では変調はない。
第２図の水平偏向巻線LHと垂直偏向巻線LVとの間に多少
のクロストークが存在する。このクロストークは、水平
偏向電流によつて生成された磁界に電磁結合することに
よつて生ずる垂直偏向巻線LV中に誘導された電圧と誘導
電流の形式のものである。垂直偏向巻線LV中に誘導され
た水平周波数クロストーク電流は共振回路22を励起し、
垂直偏向電流iVに一方の極性のみで且つ一定振幅の上下
ピンクツシヨン修正波形を加える。この極性は、ラスタ
の頂部ではピンクツシヨン修正回路23によつて生成され
た上下修正に加算され、ラスタの底部では与えられた修
正から減算されるような極性である。
のクロストークが存在する。このクロストークは、水平
偏向電流によつて生成された磁界に電磁結合することに
よつて生ずる垂直偏向巻線LV中に誘導された電圧と誘導
電流の形式のものである。垂直偏向巻線LV中に誘導され
た水平周波数クロストーク電流は共振回路22を励起し、
垂直偏向電流iVに一方の極性のみで且つ一定振幅の上下
ピンクツシヨン修正波形を加える。この極性は、ラスタ
の頂部ではピンクツシヨン修正回路23によつて生成され
た上下修正に加算され、ラスタの底部では与えられた修
正から減算されるような極性である。
この発明の特徴に従つて非対称水平クロストークを修正
するために、ピンクツシヨン修正回路23は第７図（ｃ）
および（ｄ）の電圧VeQ3および電流iQ4に非対称垂直周
波数包絡線を発生させる。電流iQ4の非対称包絡線は、
第７図（ｅ）、（ｆ）および（ｇ）の電圧VQ4、電流i1
および電圧V1に対する非対称包絡線を得てクロストーク
を修正する。導入される非対称の量は差動的に結合され
た増幅器トランジスタQ1のベースに結合された分圧回路
網のポテンシヨメータR4を調整することによつて制御さ
れる。特定の偏向ヨーク−映像管の組合わせおよびヨー
ク設置位置もまた非対称修正を必要とする。観察軸が映
像管の軸と異なつているときもまた僅かな非対称修正が
望ましい。
するために、ピンクツシヨン修正回路23は第７図（ｃ）
および（ｄ）の電圧VeQ3および電流iQ4に非対称垂直周
波数包絡線を発生させる。電流iQ4の非対称包絡線は、
第７図（ｅ）、（ｆ）および（ｇ）の電圧VQ4、電流i1
および電圧V1に対する非対称包絡線を得てクロストーク
を修正する。導入される非対称の量は差動的に結合され
た増幅器トランジスタQ1のベースに結合された分圧回路
網のポテンシヨメータR4を調整することによつて制御さ
れる。特定の偏向ヨーク−映像管の組合わせおよびヨー
ク設置位置もまた非対称修正を必要とする。観察軸が映
像管の軸と異なつているときもまた僅かな非対称修正が
望ましい。
第７図（ｄ）の電流iQ4は第７図（ｃ）の駆動電圧VeQ3
に比例する。変圧器T1の巻線Wpの両端間に発生するAC態
様の電圧VQ4の包絡線は変圧された電圧V1である。電圧V
1は電流iQ4と水平クロストークからなる共振回路22の全
駆動に比例する。従つて、時間TiとTcとの間の遅延は水
平クロストークの量の関数になる。時間Tiの進みは、垂
直トレースの中央の時間Tcのあたりで直線が得られるよ
うにポテンシヨメータR4によつて調整される。
に比例する。変圧器T1の巻線Wpの両端間に発生するAC態
様の電圧VQ4の包絡線は変圧された電圧V1である。電圧V
1は電流iQ4と水平クロストークからなる共振回路22の全
駆動に比例する。従つて、時間TiとTcとの間の遅延は水
平クロストークの量の関数になる。時間Tiの進みは、垂
直トレースの中央の時間Tcのあたりで直線が得られるよ
うにポテンシヨメータR4によつて調整される。
垂直偏向巻線LVによつて拾い上げられる水平周波数信号
は水平リトレース期間中、垂直偏向電流iVのライン周波
数変調に不連続性を与える。第６図（ｃ）に示すように
水平リトレース期間中は垂直偏向電流iVの変調はライン
周波数fHからより高い水平リトレース周波数に変化す
る。水平リトレース期間中に生ずるこの不連続性は殆ん
ど可視効果を持たない。
は水平リトレース期間中、垂直偏向電流iVのライン周波
数変調に不連続性を与える。第６図（ｃ）に示すように
水平リトレース期間中は垂直偏向電流iVの変調はライン
周波数fHからより高い水平リトレース周波数に変化す
る。水平リトレース期間中に生ずるこの不連続性は殆ん
ど可視効果を持たない。
前述のように、矩形で平坦な映像管のフエースプレート
は非球面で、その曲率はフエースプレートの中央部では
比較的浅く、長軸および短軸の双方に並行な線に沿う端
縁近くで大きくなつている。フエースプレートの端縁は
ほヾ平坦で、実質的に共通面にある頂部、底部、右端お
よび左端をもつている。この発明の特徴に従つて、第１
図の上下ピンクツシヨン修正回路23は、フイールド偏向
電流の水平周波数変調の非直線的な垂直周波数鋸歯状包
絡線を生成する。垂直周波数の包絡線の非直線波形によ
つて、第２図の矩形−平坦（SP）映像管30のフエースプ
レートの非球面によつてひき起される残留上下ピンクツ
シヨン歪を修正することができる。
は非球面で、その曲率はフエースプレートの中央部では
比較的浅く、長軸および短軸の双方に並行な線に沿う端
縁近くで大きくなつている。フエースプレートの端縁は
ほヾ平坦で、実質的に共通面にある頂部、底部、右端お
よび左端をもつている。この発明の特徴に従つて、第１
図の上下ピンクツシヨン修正回路23は、フイールド偏向
電流の水平周波数変調の非直線的な垂直周波数鋸歯状包
絡線を生成する。垂直周波数の包絡線の非直線波形によ
つて、第２図の矩形−平坦（SP）映像管30のフエースプ
レートの非球面によつてひき起される残留上下ピンクツ
シヨン歪を修正することができる。
垂直偏向電流iVのライン周波数変調の垂直周波数変調を
非直線的に波形成形するための必要性を理解するため
に、仮定的な例として、第８図の点線の包絡線波形34に
よつて示すような直線鋸歯状包絡線を生成する修正電流
i1の垂直周波数変調を想定する。
非直線的に波形成形するための必要性を理解するため
に、仮定的な例として、第８図の点線の包絡線波形34に
よつて示すような直線鋸歯状包絡線を生成する修正電流
i1の垂直周波数変調を想定する。
しかしながら、SP映像管30のフエースプレートについて
は、直線包絡線波形34はフイールド走査期間中すべての
点で適当な量のライン周波数振幅修正を与えることは出
来ない。仮定された例として、上下ピンクツシヨン振幅
ポテンシヨメータR10が中心線と底部端との中間、ある
いは中心線と底部端との中間における走査ラスタ線に対
して適正な量の修正振幅を与えるように調整されている
ものとすると、直線鋸歯状包絡線に対して、ラスタの中
心近くでは与えられる修正振幅は大きくなり過ぎ、ラス
タの頂部および底部では修正が小さくなりすぎる。ポテ
ンシヨメータR10が頂部と底部、あるいは中心部のいず
れかで適正な修正用振幅が与えられるように調整されて
いるときも、上記と同様なことが言える。
は、直線包絡線波形34はフイールド走査期間中すべての
点で適当な量のライン周波数振幅修正を与えることは出
来ない。仮定された例として、上下ピンクツシヨン振幅
ポテンシヨメータR10が中心線と底部端との中間、ある
いは中心線と底部端との中間における走査ラスタ線に対
して適正な量の修正振幅を与えるように調整されている
ものとすると、直線鋸歯状包絡線に対して、ラスタの中
心近くでは与えられる修正振幅は大きくなり過ぎ、ラス
タの頂部および底部では修正が小さくなりすぎる。ポテ
ンシヨメータR10が頂部と底部、あるいは中心部のいず
れかで適正な修正用振幅が与えられるように調整されて
いるときも、上記と同様なことが言える。
この発明の特徴によれば、上下ピンクツシヨン修正回路
23は、矩形−平坦映像管30のフエースプレートの非球面
特性を考慮して垂直周波数鋸歯状包絡線の非直線波形整
形を与えている。前述の例では、直線垂直周波数変調は
ラスタの中心近くでは大きすぎる修正振幅を与え、ラス
タの頂部および底部では修正が小さ過ぎる。この例で
は、適正な波形整形は、ラスタの中心線の走査時にはよ
り小さな修正電流振幅での包絡線の高さを僅かに圧縮
し、ラスタの頂部および底部の線を走査しているとき
は、より大きな修正電流の振幅で包絡線の高さを僅かに
引伸ばす。
23は、矩形−平坦映像管30のフエースプレートの非球面
特性を考慮して垂直周波数鋸歯状包絡線の非直線波形整
形を与えている。前述の例では、直線垂直周波数変調は
ラスタの中心近くでは大きすぎる修正振幅を与え、ラス
タの頂部および底部では修正が小さ過ぎる。この例で
は、適正な波形整形は、ラスタの中心線の走査時にはよ
り小さな修正電流振幅での包絡線の高さを僅かに圧縮
し、ラスタの頂部および底部の線を走査しているとき
は、より大きな修正電流の振幅で包絡線の高さを僅かに
引伸ばす。
非直線波形整形を与えるために、第７図（ｃ）に示す制
御電圧VeQ3の垂直周波数包絡線は、変調の小さな振幅レ
ベルでは圧縮され、大きな振幅レベルでは拡大されるよ
うに非直線的に波形整形される。制御電圧VeQ3の包絡線
の非直線波形整形を起なうために、ポテンシヨメータR
13および抵抗R12を経て制御トランジスタQ1およびQ2の
エミツタへ電圧VeQ3の正帰還が与えられる。この正帰還
は制御増幅器トランジスタQ1およびQ2によつて発生され
た制御電流iQ1およびiQ2を非直線的に波形整形し、それ
によつて制御信号33Hの２レベル振幅の各々を非直線的
に変化させる。
御電圧VeQ3の垂直周波数包絡線は、変調の小さな振幅レ
ベルでは圧縮され、大きな振幅レベルでは拡大されるよ
うに非直線的に波形整形される。制御電圧VeQ3の包絡線
の非直線波形整形を起なうために、ポテンシヨメータR
13および抵抗R12を経て制御トランジスタQ1およびQ2の
エミツタへ電圧VeQ3の正帰還が与えられる。この正帰還
は制御増幅器トランジスタQ1およびQ2によつて発生され
た制御電流iQ1およびiQ2を非直線的に波形整形し、それ
によつて制御信号33Hの２レベル振幅の各々を非直線的
に変化させる。
制御増幅器Q1、Q2のエミツタ電極に、トランジスタQ5の
コレクタに発生するパラボラ電圧94を重畳することによ
つて追加の非直線波形整形が与えられる。パラボラ電圧
94はキヤパシタC7および抵抗R24を経て制御増幅器Q1お
よびQ2にAC結合される。パラボラ電圧94を発生させるた
めに、結合キヤパシタCVの上側極板に発生したパラボラ
電圧25はトランジスタQ5のベースに供給される。
コレクタに発生するパラボラ電圧94を重畳することによ
つて追加の非直線波形整形が与えられる。パラボラ電圧
94はキヤパシタC7および抵抗R24を経て制御増幅器Q1お
よびQ2にAC結合される。パラボラ電圧94を発生させるた
めに、結合キヤパシタCVの上側極板に発生したパラボラ
電圧25はトランジスタQ5のベースに供給される。
制御電圧VeQ3の正帰還とパラボラ電圧94の重畳によつ
て、電圧VeQ3の垂直周波数包絡線は、第８図の実線の包
絡線形35によつて示されるように、修正電流i1に非直線
包絡線を与えるような態様で非直線的に波形整形され
る。直線鋸歯状包絡線波形34と比較すると、仮定された
例によつて課せられた必要な所定の条件に対して必要と
されるように、ラスタ走査の中心部では高さが圧縮さ
れ、ラスタ走査の頂部および底部では拡張される。ポテ
ンシヨメータR10の異つた設定によって生ずる異った設
定条件に対しては、非直線波形整形は対応する修正を必
要とする。説明の目的上、第８図の包絡線波形35の非直
線性は僅かに強調されて示されている。
て、電圧VeQ3の垂直周波数包絡線は、第８図の実線の包
絡線形35によつて示されるように、修正電流i1に非直線
包絡線を与えるような態様で非直線的に波形整形され
る。直線鋸歯状包絡線波形34と比較すると、仮定された
例によつて課せられた必要な所定の条件に対して必要と
されるように、ラスタ走査の中心部では高さが圧縮さ
れ、ラスタ走査の頂部および底部では拡張される。ポテ
ンシヨメータR10の異つた設定によって生ずる異った設
定条件に対しては、非直線波形整形は対応する修正を必
要とする。説明の目的上、第８図の包絡線波形35の非直
線性は僅かに強調されて示されている。
第３図にこの発明を実施した異なる上下ピンクツシヨン
歪修正回路123を含む垂直偏向回路120を示す。第３図に
おいて、垂直偏向増幅器21は第10図（ｈ）に示す出力電
圧21Vを発生する。出力電圧21Vは垂直偏向巻線LVに供給
されて第10図（ｉ）に示す垂直偏向電流iVを発生する。
上下ピンクツシヨン修正を与える垂直偏向電流iVのライ
ン周波数変調を行なうために、ピンクツシヨン修正回路
123の出力段は駆動トランジスタQ3、スイツチング増幅
器Q4およびLC共振回路22を含んでいる。これらの各素子
は第１図のピンクツシヨン修正回路23中の対応する素子
と同じ態様でその各機能を果たす。制御回路126は、ス
イツチング増幅器Q4を駆動する振幅変調されたライン周
波数、２レベル制御電圧133Hを発生する。
歪修正回路123を含む垂直偏向回路120を示す。第３図に
おいて、垂直偏向増幅器21は第10図（ｈ）に示す出力電
圧21Vを発生する。出力電圧21Vは垂直偏向巻線LVに供給
されて第10図（ｉ）に示す垂直偏向電流iVを発生する。
上下ピンクツシヨン修正を与える垂直偏向電流iVのライ
ン周波数変調を行なうために、ピンクツシヨン修正回路
123の出力段は駆動トランジスタQ3、スイツチング増幅
器Q4およびLC共振回路22を含んでいる。これらの各素子
は第１図のピンクツシヨン修正回路23中の対応する素子
と同じ態様でその各機能を果たす。制御回路126は、ス
イツチング増幅器Q4を駆動する振幅変調されたライン周
波数、２レベル制御電圧133Hを発生する。
制御回路126において、端子29に発生し、第９図（ａ）
に示す水平リトレース・パルス電圧31はキヤパシタC15
および抵抗R42、R54によつて積分され、制御可能スイツ
チU2Aの反転入力端子に供給される第９図（ｂ）に示す
ような水平すなわちライン周波数鋸歯状電圧32を発生す
る。スイツチU2Aの出力には第９図（ｃ）に示すような
ライン周波数、50％デユテイ・サイクルのスイツチング
電圧127Hが発生する。水平すなわちライン周波数鋸歯状
電圧32はまた制御可能スイツチU2Cの非反転入力端子に
供給されて、その出力端子に第９図（ｄ）に示すように
スイツチング電圧127Hと180゜位相シフトしたライン周
波数、50％デユテイ・サイクルのスイツチング電圧128H
が発生される。
に示す水平リトレース・パルス電圧31はキヤパシタC15
および抵抗R42、R54によつて積分され、制御可能スイツ
チU2Aの反転入力端子に供給される第９図（ｂ）に示す
ような水平すなわちライン周波数鋸歯状電圧32を発生す
る。スイツチU2Aの出力には第９図（ｃ）に示すような
ライン周波数、50％デユテイ・サイクルのスイツチング
電圧127Hが発生する。水平すなわちライン周波数鋸歯状
電圧32はまた制御可能スイツチU2Cの非反転入力端子に
供給されて、その出力端子に第９図（ｄ）に示すように
スイツチング電圧127Hと180゜位相シフトしたライン周
波数、50％デユテイ・サイクルのスイツチング電圧128H
が発生される。
スイツチング電圧127Hおよび128HはダイオードD1および
D2を経てエミツタ・ホロワ・トランジスタQ3のベースに
おいて重畳されて、そのエミツタ電極に第９図（ｅ）に
示すようなライン周波数、２レベル制御電圧133Hが発生
する。制御電圧133Hの振幅レベル133aはスイツチング電
圧127Hの振幅に直接関連し、振幅レベル133bはスイツチ
ング電圧128Hの振幅に直接関連する。
D2を経てエミツタ・ホロワ・トランジスタQ3のベースに
おいて重畳されて、そのエミツタ電極に第９図（ｅ）に
示すようなライン周波数、２レベル制御電圧133Hが発生
する。制御電圧133Hの振幅レベル133aはスイツチング電
圧127Hの振幅に直接関連し、振幅レベル133bはスイツチ
ング電圧128Hの振幅に直接関連する。
適当な大きさの上下ピンクツシヨン修正を与えるため
に、制御回路126はレベル133aおよび133bの双方を垂直
周波数で一般に鋸歯状形態で変化させる。垂直周波数鋸
歯状電圧24はポテンシヨメータR1によつて分圧され、さ
らにキヤパシタC9を経て制御増幅器U1Cの反転入力端子
にAC結合されて、増幅器の出力に正方向のフイールド周
波数鋸歯状制御電圧Vcを発生させる。制御電圧VCは制御
増幅器U1Dの反転入力端子に供給されて、増幅器の出力
に負方向のフイールド周波数鋸歯状電圧VDを発生させ
る。
に、制御回路126はレベル133aおよび133bの双方を垂直
周波数で一般に鋸歯状形態で変化させる。垂直周波数鋸
歯状電圧24はポテンシヨメータR1によつて分圧され、さ
らにキヤパシタC9を経て制御増幅器U1Cの反転入力端子
にAC結合されて、増幅器の出力に正方向のフイールド周
波数鋸歯状制御電圧Vcを発生させる。制御電圧VCは制御
増幅器U1Dの反転入力端子に供給されて、増幅器の出力
に負方向のフイールド周波数鋸歯状電圧VDを発生させ
る。
フイールド周波数の鋸歯状電圧VCおよびVDは抵抗R40お
よびR41を経てそれぞれ制御スイツチU2AおよびU2Cの出
力に供給される。従つて、スイツチング電圧127Hおよび
128Hの振幅は、それぞれ制御電圧VCおよびVDの振幅に従
つてフイールド周波数で鋸歯状に変化する。
よびR41を経てそれぞれ制御スイツチU2AおよびU2Cの出
力に供給される。従つて、スイツチング電圧127Hおよび
128Hの振幅は、それぞれ制御電圧VCおよびVDの振幅に従
つてフイールド周波数で鋸歯状に変化する。
第10図は第３図の回路の各種の波形を、波形のライン周
波数変調を図から省略して、垂直周波数の時間スケール
で示している。第10図（ａ）に示すように、制御スイツ
チU2Aの出力における電圧V2Aは正方向の垂直周波数鋸歯
状電圧で、スイツチング電圧127Hの垂直周波数包絡線を
表わしている。同様に、第10図（ｂ）に示すように、制
御スイッチU2Cの出力に発生する制御電圧V2Cは負方向、
垂直周波数鋸歯状電圧で、スイツチング電圧128Hの垂直
周波数変調包絡線を表わしている。
波数変調を図から省略して、垂直周波数の時間スケール
で示している。第10図（ａ）に示すように、制御スイツ
チU2Aの出力における電圧V2Aは正方向の垂直周波数鋸歯
状電圧で、スイツチング電圧127Hの垂直周波数包絡線を
表わしている。同様に、第10図（ｂ）に示すように、制
御スイッチU2Cの出力に発生する制御電圧V2Cは負方向、
垂直周波数鋸歯状電圧で、スイツチング電圧128Hの垂直
周波数変調包絡線を表わしている。
ライン周波数スイツチング電圧127Hおよび128Hの振幅の
垂直周波数変調は制御電圧133Hのレベル133aおよび133b
の各々の垂直周波数変調を行ない、振幅レベル133aはフ
イールド走査期間中、振幅が大きくなり、振幅133bは小
さくなる。第10図（ｃ）に示すように、駆動トランジス
タQ3のエミツタに発生する制御電圧VeQ3は、切換えられ
たライン周波数制御電圧133Hの垂直周波数変調包絡線を
表わす。
垂直周波数変調は制御電圧133Hのレベル133aおよび133b
の各々の垂直周波数変調を行ない、振幅レベル133aはフ
イールド走査期間中、振幅が大きくなり、振幅133bは小
さくなる。第10図（ｃ）に示すように、駆動トランジス
タQ3のエミツタに発生する制御電圧VeQ3は、切換えられ
たライン周波数制御電圧133Hの垂直周波数変調包絡線を
表わす。
ライン周波数制御電圧133HはLC共振回路22用の励起電流
iQ4を発生する。第９図（ｆ）はライン周波数時間スケ
ールで励起電流iQ4を示し、第10図（ｄ）はフイールド
周波数時間周波数で電流を示している。スイツチング増
幅器トランジスタQ4のコレクタに発生する発振電圧VQ4
は、第９図（ｇ）にライン周波数の時間スケールで示
し、第10図（ｅ）にフイールド周波数の時間スケールで
示している。第10図（ｄ）の電流iQ4の垂直周波数包絡
線42aおよび42bは、第10図（ｃ）の制御電圧VeQ3の垂直
周波数包絡線41aおよび41bの波形に密接に追従してい
る。
iQ4を発生する。第９図（ｆ）はライン周波数時間スケ
ールで励起電流iQ4を示し、第10図（ｄ）はフイールド
周波数時間周波数で電流を示している。スイツチング増
幅器トランジスタQ4のコレクタに発生する発振電圧VQ4
は、第９図（ｇ）にライン周波数の時間スケールで示
し、第10図（ｅ）にフイールド周波数の時間スケールで
示している。第10図（ｄ）の電流iQ4の垂直周波数包絡
線42aおよび42bは、第10図（ｃ）の制御電圧VeQ3の垂直
周波数包絡線41aおよび41bの波形に密接に追従してい
る。
第10図（ｅ）、（ｆ）および（ｇ）の包絡線形は、第10
図（ｄ）の電流iQ4の包絡線とライン周波数クロストー
クの包絡線の和に追従している。前に説明したように、
これによつて第10図（ｅ）、（ｆ）、（ｇ）の波形中の
クロスオーバ点の遅延を生じさせる。遅延を修正して垂
直トレースの中心の時間Tcにクロスオーバ点を位置させ
るために、第７図（ｃ）および（ｄ）の波形の包絡線の
クロスオーバ点は時間Tcの前の時間Tiに進められる。進
み量はポテンシヨメータR37によつて調整される。
図（ｄ）の電流iQ4の包絡線とライン周波数クロストー
クの包絡線の和に追従している。前に説明したように、
これによつて第10図（ｅ）、（ｆ）、（ｇ）の波形中の
クロスオーバ点の遅延を生じさせる。遅延を修正して垂
直トレースの中心の時間Tcにクロスオーバ点を位置させ
るために、第７図（ｃ）および（ｄ）の波形の包絡線の
クロスオーバ点は時間Tcの前の時間Tiに進められる。進
み量はポテンシヨメータR37によつて調整される。
励起電流iQ4はLC共振回路22を発振状態に励起して、第
９図（ｈ）に示すライン周波数修正電流i1と、第９図
（ｉ）に示すライン周波数修正電圧V1を発生させる。電
圧V1は垂直偏向巻線LVに供給されて上下ピンクツシヨン
修正を行なう。修正電流i1の垂直周波数包絡線46aおよ
び46b、および修正電圧V1の垂直周波数変調包絡線47aお
よび47bはそれぞれ第10図（ｆ）、（ｇ）に示されてい
る。
９図（ｈ）に示すライン周波数修正電流i1と、第９図
（ｉ）に示すライン周波数修正電圧V1を発生させる。電
圧V1は垂直偏向巻線LVに供給されて上下ピンクツシヨン
修正を行なう。修正電流i1の垂直周波数包絡線46aおよ
び46b、および修正電圧V1の垂直周波数変調包絡線47aお
よび47bはそれぞれ第10図（ｆ）、（ｇ）に示されてい
る。
ライン周波数スイツチング電圧127Hおよび128Hは、第１
図の上下ピンクツシヨン修正回路23の対応するライン周
波数スイツチング電圧27Hおよび28Hの位相関係と同様に
水平リトレース・パルス電圧31と同じ位相関係をもつて
いる。第６図（ｄ）および第６図（ｇ）に示すように、
スイツチング電圧27Hおよび127Hの正方向変化は水平リ
トレース期間の中央の時間ttで生じ、また第６図（ｅ）
および第６図（ｈ）に示すように、スイツチング電圧28
Hおよび128Hの正方向変化は水平リトレース期間の中央
の時間trで生ずる。
図の上下ピンクツシヨン修正回路23の対応するライン周
波数スイツチング電圧27Hおよび28Hの位相関係と同様に
水平リトレース・パルス電圧31と同じ位相関係をもつて
いる。第６図（ｄ）および第６図（ｇ）に示すように、
スイツチング電圧27Hおよび127Hの正方向変化は水平リ
トレース期間の中央の時間ttで生じ、また第６図（ｅ）
および第６図（ｈ）に示すように、スイツチング電圧28
Hおよび128Hの正方向変化は水平リトレース期間の中央
の時間trで生ずる。
スイツチング電圧127Hおよび128Hは、フイールド走査の
開始から終了までのそれらの各垂直周波数振幅変調によ
つてとられる方向においてスイツチング電圧27Hおよび2
8Hと異なつている。第10図（ａ）と第７図（ａ）とを比
較し、第６図ｇ）と第６図（ｄ）とを比較すると、スイ
ツチング電圧127Hの振幅はフイールド走査の期間中は増
大するのに対し、スイツチング電圧27Hの振幅はその期
間中減少することが判る。同様に対応する図面を比較す
ることによつて、スイツチング電圧128Hの振幅はフイー
ルド走査期間中減少するのに対し、スイツチング電圧28
Hの振幅は増大する。
開始から終了までのそれらの各垂直周波数振幅変調によ
つてとられる方向においてスイツチング電圧27Hおよび2
8Hと異なつている。第10図（ａ）と第７図（ａ）とを比
較し、第６図ｇ）と第６図（ｄ）とを比較すると、スイ
ツチング電圧127Hの振幅はフイールド走査の期間中は増
大するのに対し、スイツチング電圧27Hの振幅はその期
間中減少することが判る。同様に対応する図面を比較す
ることによつて、スイツチング電圧128Hの振幅はフイー
ルド走査期間中減少するのに対し、スイツチング電圧28
Hの振幅は増大する。
スイツチング電圧127Hと128Hの振幅変調はスイツチング
電圧27Hと28Hの振幅変調と反対であるのて、第６図
（ｉ）のライン周波数制御電圧133Hは第６図（ｆ）のラ
イン周波数制御電圧33Hと180゜位相シフトされている。
第６図（ａ）の時間TCに先行する垂直走査の第１の半分
の期間中に偏向電流iVの正方向振幅変調を与えるため
に、また時間TCに続く垂直走査の第２の半分の期間中に
負方向振幅変調を与えるためには、上記の位相差を考慮
に入れておく必要がある。制御電圧133Hと制御電圧33H
との間の180゜の位相差関係を考慮に入れる一方法は、
第３図の変成器T1の１次巻線Wpの巻線方向を第１図の１
次巻線Wpの巻線方向と逆にすることである。
電圧27Hと28Hの振幅変調と反対であるのて、第６図
（ｉ）のライン周波数制御電圧133Hは第６図（ｆ）のラ
イン周波数制御電圧33Hと180゜位相シフトされている。
第６図（ａ）の時間TCに先行する垂直走査の第１の半分
の期間中に偏向電流iVの正方向振幅変調を与えるため
に、また時間TCに続く垂直走査の第２の半分の期間中に
負方向振幅変調を与えるためには、上記の位相差を考慮
に入れておく必要がある。制御電圧133Hと制御電圧33H
との間の180゜の位相差関係を考慮に入れる一方法は、
第３図の変成器T1の１次巻線Wpの巻線方向を第１図の１
次巻線Wpの巻線方向と逆にすることである。
この発明の他の特徴によると、垂直偏向電流iVの余弦的
修正の垂直周波数変調包絡線の非直線波形成形は第３図
の垂直波形成形回路138によつて行なわれる。上下振幅
制御ポテシンヨメータR1の両端間に発生する垂直周波数
鋸歯状電圧24はサンプルされた垂直偏向電流を表わす。
鋸歯状電圧24の波形それ自体はＳ字成形されており、フ
イールド走査の開始および終了時において、フイールド
走査の中心部におけるよりも浅い勾配をもつている。前
に説明したように、偏向電流iVの非直線波形成形された
垂直周波数変調包絡線に対して必要な勾配はフイールド
走査の中心におけるよりもフイールド走査の開始および
終了時においてより急な勾配となつている。波形成形回
路138は垂直鋸歯状電圧24から修正された且つ波形成形
された垂直周波数電圧45を発生する。増幅器U1Cの反転
入力端子において垂直周波数鋸歯状電圧24に垂直周波数
電圧24を加えることによつて、電圧VcおよびVdに正しい
波形勾配が生じ、矩形−平坦映像管に上下ピンクツシヨ
ン修正を与えることができる。
修正の垂直周波数変調包絡線の非直線波形成形は第３図
の垂直波形成形回路138によつて行なわれる。上下振幅
制御ポテシンヨメータR1の両端間に発生する垂直周波数
鋸歯状電圧24はサンプルされた垂直偏向電流を表わす。
鋸歯状電圧24の波形それ自体はＳ字成形されており、フ
イールド走査の開始および終了時において、フイールド
走査の中心部におけるよりも浅い勾配をもつている。前
に説明したように、偏向電流iVの非直線波形成形された
垂直周波数変調包絡線に対して必要な勾配はフイールド
走査の中心におけるよりもフイールド走査の開始および
終了時においてより急な勾配となつている。波形成形回
路138は垂直鋸歯状電圧24から修正された且つ波形成形
された垂直周波数電圧45を発生する。増幅器U1Cの反転
入力端子において垂直周波数鋸歯状電圧24に垂直周波数
電圧24を加えることによつて、電圧VcおよびVdに正しい
波形勾配が生じ、矩形−平坦映像管に上下ピンクツシヨ
ン修正を与えることができる。
波形成形回路138において、垂直鋸歯状電圧24は演算増
幅器U1Aの反転入力端子に供給される。演算増幅器U1Aは
２重積分器として動作し、増幅器の出力に垂直周波数、
３次、Ｓ字成形された波形44が生成される。波形44のAC
ゼロ交差はフイールド走査の中心に対して僅かに進んで
いる。波形44は最初抵抗R5とキヤパシタC3とによつて遅
延され、次いで演算増幅器U1Bの反転入力端子に供給さ
れる。演算増幅器U1Bは反転増幅器として動作し、その
出力にフイールド走査の中央においてACゼロ交差を有す
る包絡線修正垂直周波数電圧45を発生する。
幅器U1Aの反転入力端子に供給される。演算増幅器U1Aは
２重積分器として動作し、増幅器の出力に垂直周波数、
３次、Ｓ字成形された波形44が生成される。波形44のAC
ゼロ交差はフイールド走査の中心に対して僅かに進んで
いる。波形44は最初抵抗R5とキヤパシタC3とによつて遅
延され、次いで演算増幅器U1Bの反転入力端子に供給さ
れる。演算増幅器U1Bは反転増幅器として動作し、その
出力にフイールド走査の中央においてACゼロ交差を有す
る包絡線修正垂直周波数電圧45を発生する。
制御増幅器U1Cの反転入力端子において包絡線修正垂直
周波数電圧45は鋸歯状電圧24と合成されて、垂直周波数
包絡線制御電圧VCおよびVDに非直線波形成形を与える。
その結果、第10図（ａ）および（ｂ）の波形の垂直周波
数鋸歯状包絡線は波形成形されて、フイールド走査の開
始および終了時において本来よりも急な勾配をもち、ま
たフイールド走査の中心部においてより浅い勾配を持つ
ライン周波数修正の包絡線が生成される。これによつて
矩形−平坦映像管の適正な上下ピンクツシヨン修正が行
なわれる。
周波数電圧45は鋸歯状電圧24と合成されて、垂直周波数
包絡線制御電圧VCおよびVDに非直線波形成形を与える。
その結果、第10図（ａ）および（ｂ）の波形の垂直周波
数鋸歯状包絡線は波形成形されて、フイールド走査の開
始および終了時において本来よりも急な勾配をもち、ま
たフイールド走査の中心部においてより浅い勾配を持つ
ライン周波数修正の包絡線が生成される。これによつて
矩形−平坦映像管の適正な上下ピンクツシヨン修正が行
なわれる。
垂直リトレース期間中、垂直偏向電流iVのライン周波数
変調は、第６図（ｃ）に示す負方向振幅変調48nと同様
な垂直リトレースの第１の半分の期間中の負方向振幅変
調から、第６図（ｃ）の振幅変調48pと同様な垂直リト
レースの第２の半分の期間中の正方向振幅変調へと変化
する。フイールド偏向電流iVの振幅変調の方向の反転
は、垂直リトレース期間中の変成器T1中の修正電流i1と
共振電圧V1の位相を反転することによつて行なわれる。
電圧V1および電流i1の変調包絡線が垂直リトレース期間
内のある点で高さ０に減少するとき位相反転が行なわれ
る。この点を越えると、変調包絡線は高さが増大しはじ
める。
変調は、第６図（ｃ）に示す負方向振幅変調48nと同様
な垂直リトレースの第１の半分の期間中の負方向振幅変
調から、第６図（ｃ）の振幅変調48pと同様な垂直リト
レースの第２の半分の期間中の正方向振幅変調へと変化
する。フイールド偏向電流iVの振幅変調の方向の反転
は、垂直リトレース期間中の変成器T1中の修正電流i1と
共振電圧V1の位相を反転することによつて行なわれる。
電圧V1および電流i1の変調包絡線が垂直リトレース期間
内のある点で高さ０に減少するとき位相反転が行なわれ
る。この点を越えると、変調包絡線は高さが増大しはじ
める。
この発明の特徴によれば、第３図の制御回路126は、垂
直リトレース期間中、変調包絡線の高さを、垂直トレー
ス期間の開始時においてその変調包絡線が適正な高さと
なるような態様で変化させる。
直リトレース期間中、変調包絡線の高さを、垂直トレー
ス期間の開始時においてその変調包絡線が適正な高さと
なるような態様で変化させる。
以下に説明するように、LC共振回路22は電圧V1および電
流i1の変調包絡線の高さの変化に好ましくない遅延を導
入する傾向がある。説明の都合上、制御回路126はこの
ような好ましくない遅延を補償しないと仮定する。第11
図（ａ）乃至（ｆ）の時間T1乃至T6の間の垂直リトレー
ス期間中、第11図（ａ）の制御電圧VeQ3の包絡線41a′
および41b′は、第11図（ｂ）および（ｅ）の垂直偏向
電流iVが０になる垂直リトレース期間の中央の時間t3に
おいて高さ０に減少する。より明確にするために、偏向
電流iVおよび電圧VeQ3のライン周波数変調は第11図の波
形図から省略されている。
流i1の変調包絡線の高さの変化に好ましくない遅延を導
入する傾向がある。説明の都合上、制御回路126はこの
ような好ましくない遅延を補償しないと仮定する。第11
図（ａ）乃至（ｆ）の時間T1乃至T6の間の垂直リトレー
ス期間中、第11図（ａ）の制御電圧VeQ3の包絡線41a′
および41b′は、第11図（ｂ）および（ｅ）の垂直偏向
電流iVが０になる垂直リトレース期間の中央の時間t3に
おいて高さ０に減少する。より明確にするために、偏向
電流iVおよび電圧VeQ3のライン周波数変調は第11図の波
形図から省略されている。
LC共振回路22中の循環エネルギにより、第11図（ｃ）の
発振電圧V1の包絡線47a′および47b′はさらに後の時点
t5まで高さ０に減少しない。その結果、発振包絡線V1の
変調包絡線の高さは垂直トレース期間の開始の時間t6ま
でには適正な値に到達しない。第11図（ｃ）に示すよう
に、包絡線の高さは、垂直トレースの開始後の相当数の
ラスタ線の間は減少するよりもむしろなお増大しつゝあ
る。従つて、垂直トレースの開始時において走査された
ラスタ線は不適正な上下ピンクツシヨン修正量をもつも
のとなる。
発振電圧V1の包絡線47a′および47b′はさらに後の時点
t5まで高さ０に減少しない。その結果、発振包絡線V1の
変調包絡線の高さは垂直トレース期間の開始の時間t6ま
でには適正な値に到達しない。第11図（ｃ）に示すよう
に、包絡線の高さは、垂直トレースの開始後の相当数の
ラスタ線の間は減少するよりもむしろなお増大しつゝあ
る。従つて、垂直トレースの開始時において走査された
ラスタ線は不適正な上下ピンクツシヨン修正量をもつも
のとなる。
前述のように、導入された遅延に応答し得るのは、共振
回路22のＱに関連する共振回路22中の循環エネルギであ
る。垂直リトレース期間中の位相および振幅の逆転は共
振回路22のＱを減少させることによつて加速することが
できる。その結果、共振回路22の濾波作用は減少するの
で、電力消費は増大し、歪んだ正弦波および余弦波が生
成される。
回路22のＱに関連する共振回路22中の循環エネルギであ
る。垂直リトレース期間中の位相および振幅の逆転は共
振回路22のＱを減少させることによつて加速することが
できる。その結果、共振回路22の濾波作用は減少するの
で、電力消費は増大し、歪んだ正弦波および余弦波が生
成される。
この発明の特徴によれば、第３図の制御回路126は制御
電圧VeQ3に遅延補償を与え、発振電圧V1の変調包絡線が
垂直トレース期間の開始時において確実にその適正な高
さに達するようにする。発振電圧V1の包絡線クロスオー
バの遅延を補償するために、制御回路126は位相を変化
させ、また垂直リトレース期間中のライン周波数制御電
圧133Hの振幅変化を修正する。それによつて、発振電圧
V1の変調包絡線のクロスオーバは時間T3における垂直リ
トレース期間の中央より先行する第11図（ｆ）の時点T2
に進められる。
電圧VeQ3に遅延補償を与え、発振電圧V1の変調包絡線が
垂直トレース期間の開始時において確実にその適正な高
さに達するようにする。発振電圧V1の包絡線クロスオー
バの遅延を補償するために、制御回路126は位相を変化
させ、また垂直リトレース期間中のライン周波数制御電
圧133Hの振幅変化を修正する。それによつて、発振電圧
V1の変調包絡線のクロスオーバは時間T3における垂直リ
トレース期間の中央より先行する第11図（ｆ）の時点T2
に進められる。
位相変化および振幅変調を行なうために、比較器U2Bの
出力は制御スイツチU2Aの出力に結合され、比較器U2Dの
出力はキヤパシタC19およびダイオードD3を経て制御ス
イツチU2Cの出力に結合されている。アースと、キヤパ
シタC19とダイオードD3との接続点との間には抵抗R56が
接続されている。垂直鋸歯状制御電圧VDは抵抗R44とR47
およびキヤパシタC12とC13とからRC回路網によつて微分
される。抵抗R47の両端間に発生する微分された電圧は
比較器U2Bの反転入力端子と比較器U2Dの非反転入力端子
とに供給される。垂直リトレース期間中、制御電圧VDは
勾配の急な正方向鋸歯状信号となる。従つて、電圧VDの
微分により垂直リトレース期間中は抵抗R47の両端間に
比較的大きな正電圧が発生し、垂直トレース期間中はか
なり小さな負の電圧が発生する。
出力は制御スイツチU2Aの出力に結合され、比較器U2Dの
出力はキヤパシタC19およびダイオードD3を経て制御ス
イツチU2Cの出力に結合されている。アースと、キヤパ
シタC19とダイオードD3との接続点との間には抵抗R56が
接続されている。垂直鋸歯状制御電圧VDは抵抗R44とR47
およびキヤパシタC12とC13とからRC回路網によつて微分
される。抵抗R47の両端間に発生する微分された電圧は
比較器U2Bの反転入力端子と比較器U2Dの非反転入力端子
とに供給される。垂直リトレース期間中、制御電圧VDは
勾配の急な正方向鋸歯状信号となる。従つて、電圧VDの
微分により垂直リトレース期間中は抵抗R47の両端間に
比較的大きな正電圧が発生し、垂直トレース期間中はか
なり小さな負の電圧が発生する。
垂直リトレース期間中、比較器U2Bの反転入力端子にお
ける大きな正の微分電圧は比較器の出力をアースに切換
える。ライン周波数スイツチング電圧127Hは垂直リトレ
ース期間中、発生するのが停止される。かくして第11図
（ｄ）のT1乃至T6の垂直リトレース期間中は制御電圧V
eQ3の包絡線部分41aは比較器U2Bによつて０ボルトに切
換えられる。
ける大きな正の微分電圧は比較器の出力をアースに切換
える。ライン周波数スイツチング電圧127Hは垂直リトレ
ース期間中、発生するのが停止される。かくして第11図
（ｄ）のT1乃至T6の垂直リトレース期間中は制御電圧V
eQ3の包絡線部分41aは比較器U2Bによつて０ボルトに切
換えられる。
垂直トレース期間中は、比較器U2Dは飽和し、キヤパシ
タC19を抵抗R56を経て充電させる。ダイオードD3は逆バ
イアスされ、比較器U2Dを制御スイツチU2Cから切離す。
垂直リトレース期間中は、抵抗R47の両端間の微分され
た電圧は比較器U2Dを遮断する。
タC19を抵抗R56を経て充電させる。ダイオードD3は逆バ
イアスされ、比較器U2Dを制御スイツチU2Cから切離す。
垂直リトレース期間中は、抵抗R47の両端間の微分され
た電圧は比較器U2Dを遮断する。
キヤパシタC19は＋25Vの電源から抵抗R55とR56とを経て
充電される。キヤパシタC19の充電電流の大部分はダイ
オードD3を通つて流れ、次いで制御スイツチU2Cの出力
と抵抗R41との間で分割される。各水平偏向サイクルの
期間中、制御スイツチU2Cが遮断しているとき、キヤパ
シタC19の充電電流は抵抗R41を通つて流れ、制御スイツ
チU2Cが導通しているときはアースにバイパスされる。
キヤパシタC19の充電電流は抵抗R41の両端間に正電圧降
下を生じさせ、この電圧は垂直リトレース期間中、波形
128Hの電圧レベルの正方向シーケンスに加算される。加
算された電圧は第11図（ｄ）の時間T1で最高になり、キ
ヤパシタC19の充電電流が０に減少する時間T4おいて消
滅する。比較器U2BおよびU2Dの上述の動作の結果とし
て、第11図（ｄ）の包絡線部分41aは時間T1乃至T6の期
間中０に切換えられ、振幅の減少する別の電圧は時間T1
からT4まで元の包絡線部分41bに加算される。
充電される。キヤパシタC19の充電電流の大部分はダイ
オードD3を通つて流れ、次いで制御スイツチU2Cの出力
と抵抗R41との間で分割される。各水平偏向サイクルの
期間中、制御スイツチU2Cが遮断しているとき、キヤパ
シタC19の充電電流は抵抗R41を通つて流れ、制御スイツ
チU2Cが導通しているときはアースにバイパスされる。
キヤパシタC19の充電電流は抵抗R41の両端間に正電圧降
下を生じさせ、この電圧は垂直リトレース期間中、波形
128Hの電圧レベルの正方向シーケンスに加算される。加
算された電圧は第11図（ｄ）の時間T1で最高になり、キ
ヤパシタC19の充電電流が０に減少する時間T4おいて消
滅する。比較器U2BおよびU2Dの上述の動作の結果とし
て、第11図（ｄ）の包絡線部分41aは時間T1乃至T6の期
間中０に切換えられ、振幅の減少する別の電圧は時間T1
からT4まで元の包絡線部分41bに加算される。
第11図（ｄ）の制御電圧VeQ3の包絡線41aおよび41bと第
11図（ａ）の包絡線41a′と41b′とを比較すると、時間
T1乃至T6の垂直リトレース期間中、第11図（ｄ）の包絡
線の高さは比較的大きな値になることがわかる。その結
果、制御電圧133Hは垂直リトレースの全期間中、大きな
振幅になる。
11図（ａ）の包絡線41a′と41b′とを比較すると、時間
T1乃至T6の垂直リトレース期間中、第11図（ｄ）の包絡
線の高さは比較的大きな値になることがわかる。その結
果、制御電圧133Hは垂直リトレースの全期間中、大きな
振幅になる。
さらに、制御電圧VeQ3のライン周波数変調は垂直リトレ
ース期間中スイツチング信号128Hによつてのみ与えられ
るので、制御電圧133Hは垂直リトレースの全期間中、こ
れが後続する垂直トレース期間中の開始時においてもつ
いている位相と同じ位相を持つている。かくして、垂直
リトレースの全期間中、ライン周波数励起電流パルスi
Q4は、垂直トレースの開始時における位相と同じ位相を
もつて生成される。
ース期間中スイツチング信号128Hによつてのみ与えられ
るので、制御電圧133Hは垂直リトレースの全期間中、こ
れが後続する垂直トレース期間中の開始時においてもつ
いている位相と同じ位相を持つている。かくして、垂直
リトレースの全期間中、ライン周波数励起電流パルスi
Q4は、垂直トレースの開始時における位相と同じ位相を
もつて生成される。
垂直リトレース期間中、励起電流パルスiQ4は第11図
（ｆ）に示す発振電圧V1を発生し、この電圧V1は第11図
（ｃ）の対応する包絡線47a′および47b′よりもかなり
早く高さ０に減少すると包絡線47aおよび47bをもつてい
る。包絡線は進んだ時間T2で第11図（ｆ）の高さ０の点
に到達する。包絡線の高さが時間T6でトレースの開始時
の値に増大しはじめるように、より長い期間T2−T6を使
うことができる。従つて、比較器U2BとU2Dを使うことに
よつて、制御回路126は垂直リトレース期間中に電圧V1
に対して振幅遅延補償を与えることができる。補償の程
度は抵抗R55とキヤパシタC19の時定数を適当に選択する
ことによつて制御され、垂直トレースの開始時の時間T6
におけるライン周波数修正振幅のオーバーシユートを防
止することができる。
（ｆ）に示す発振電圧V1を発生し、この電圧V1は第11図
（ｃ）の対応する包絡線47a′および47b′よりもかなり
早く高さ０に減少すると包絡線47aおよび47bをもつてい
る。包絡線は進んだ時間T2で第11図（ｆ）の高さ０の点
に到達する。包絡線の高さが時間T6でトレースの開始時
の値に増大しはじめるように、より長い期間T2−T6を使
うことができる。従つて、比較器U2BとU2Dを使うことに
よつて、制御回路126は垂直リトレース期間中に電圧V1
に対して振幅遅延補償を与えることができる。補償の程
度は抵抗R55とキヤパシタC19の時定数を適当に選択する
ことによつて制御され、垂直トレースの開始時の時間T6
におけるライン周波数修正振幅のオーバーシユートを防
止することができる。
説明を簡単にするために、第11図（ａ）、（ｂ）、
（ｄ）、（ｅ）の波形のライン周波数変調は図面から省
略されている点に注意する必要がある。
（ｄ）、（ｅ）の波形のライン周波数変調は図面から省
略されている点に注意する必要がある。
垂直偏向増幅器21はライン周波数でかなりの出力インピ
ーダンスを呈する可能性があるので、垂直偏向電流iVの
ライン周波数変調は出力電圧21Vにライン周波数成分を
生成する傾向がある。集積回路垂直偏向増幅器は、電圧
制限効果を生ずるのを避けるために、充分に大きな電源
電圧を使用することは出来ない。このため、フイールド
走査の頂部および底部で非直線駆動になる。
ーダンスを呈する可能性があるので、垂直偏向電流iVの
ライン周波数変調は出力電圧21Vにライン周波数成分を
生成する傾向がある。集積回路垂直偏向増幅器は、電圧
制限効果を生ずるのを避けるために、充分に大きな電源
電圧を使用することは出来ない。このため、フイールド
走査の頂部および底部で非直線駆動になる。
電圧制限効果を避けるために、ダンピング抵抗R53によ
つてダンピングされたキヤパシタC18は垂直偏向巻線を
ほヾライン周波数にうまく同調させている。垂直偏向電
圧iVのライン周波数修正成分は巻線LVとキヤパシタC18
とによつて形成された並列同調回路中を循環する。直列
接続されたキヤパシタC18と抵抗R53とからなる分枝回路
はライン周波数電流リターン・パスを与えている。その
結果、垂直偏向増幅器21の出力には小さな大きさのライ
ン周波数電圧が現われる。
つてダンピングされたキヤパシタC18は垂直偏向巻線を
ほヾライン周波数にうまく同調させている。垂直偏向電
圧iVのライン周波数修正成分は巻線LVとキヤパシタC18
とによつて形成された並列同調回路中を循環する。直列
接続されたキヤパシタC18と抵抗R53とからなる分枝回路
はライン周波数電流リターン・パスを与えている。その
結果、垂直偏向増幅器21の出力には小さな大きさのライ
ン周波数電圧が現われる。
上述のように、本願発明の上下ピンクッション修正偏向
回路では、垂直偏向巻線すなわちフイールド偏向巻線Lv
に結合されたLC共振回路22を水平周波数すなわちライン
周波数で付勢してフイールド偏向電流のライン周波数変
調を行ない、これによって上記LC共振回路22はフイール
ド周波数入力信号に応答して、該LC共振回路22中のライ
ン周波数のエネルギの大きさをフイールド周波数で変化
させることにより、フイールド走査の頂部および底部に
おける上下ピンクッション歪の修正量を大きく、中央部
における修正量を小さくすることができ、平坦なフエー
スプレートにおけるラスタの上下ピンクッション歪をよ
り正確に修正することができる、という効果を奏するこ
とができる。
回路では、垂直偏向巻線すなわちフイールド偏向巻線Lv
に結合されたLC共振回路22を水平周波数すなわちライン
周波数で付勢してフイールド偏向電流のライン周波数変
調を行ない、これによって上記LC共振回路22はフイール
ド周波数入力信号に応答して、該LC共振回路22中のライ
ン周波数のエネルギの大きさをフイールド周波数で変化
させることにより、フイールド走査の頂部および底部に
おける上下ピンクッション歪の修正量を大きく、中央部
における修正量を小さくすることができ、平坦なフエー
スプレートにおけるラスタの上下ピンクッション歪をよ
り正確に修正することができる、という効果を奏するこ
とができる。
Claims (1)
- 【請求項１】フイールド偏向巻線と、 上記フイールド偏向巻線中にフイールド偏向電流を発生
させるためのフイールド偏向増幅器と、 フイールド周波数入力信号を発生させるための手段と、 ライン周波数入力信号を発生させるための手段と、 上記フイールド偏向巻線に結合され、これからフイール
ド偏向電流を受けるLC共振回路と、 上記LC共振回路に結合されたスイツチング増幅器と、 上記スイツチング増幅器に結合され、上記ライン周波数
入力信号に応答して上記スイツチング増幅器の導通レベ
ルを第１の導通レベルと第２の導通レベルとの間でライ
ン周波数で切換えるための制御回路とからなり、それに
よつて上記LC共振回路をライン周波数で励起して上記フ
イールド偏向電流のライン周波数変調を行ない、上記制
御回路は上記フイールド周波数入力信号に応答して上記
第１の導通レベルと第２の導通レベルの双方を上記フイ
ールド周波数で変化させて上記フイールド偏向電流の上
下ピンクツシヨン修正を行なう上下ピンクツシヨン修正
回路。
Applications Claiming Priority (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US8408693 | 1984-06-12 | ||
| US8414947 | 1984-06-12 | ||
| GB848414947A GB8414947D0 (en) | 1984-06-12 | 1984-06-12 | N-s raster correction circuit |
| PCT/US1985/000571 WO1985004756A1 (en) | 1984-04-04 | 1985-04-04 | North-south pincushion corrected deflection circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61501743A JPS61501743A (ja) | 1986-08-14 |
| JPH07114456B2 true JPH07114456B2 (ja) | 1995-12-06 |
Family
ID=10562299
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60501770A Expired - Lifetime JPH07114456B2 (ja) | 1984-06-12 | 1985-04-04 | 上下ピンクツシヨン修正偏向回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07114456B2 (ja) |
| GB (1) | GB8414947D0 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FI86127C (fi) * | 1987-03-23 | 1992-07-10 | Rca Licensing Corp | Korrigeringskrets foer maosvingedistorsion. |
| DE3814563A1 (de) * | 1988-04-29 | 1989-11-09 | Thomson Brandt Gmbh | Verfahren zur korrektur von geometrieverzerrungen auf dem bildschirm einer kathodenstrahlroehre |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5119940A (ja) * | 1974-08-09 | 1976-02-17 | Nippon Telegraph & Telephone |
-
1984
- 1984-06-12 GB GB848414947A patent/GB8414947D0/en active Pending
-
1985
- 1985-04-04 JP JP60501770A patent/JPH07114456B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5119940A (ja) * | 1974-08-09 | 1976-02-17 | Nippon Telegraph & Telephone |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| GB8414947D0 (en) | 1984-07-18 |
| JPS61501743A (ja) | 1986-08-14 |
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