JPS6143807A - 直流電流安定化装置 - Google Patents
直流電流安定化装置Info
- Publication number
- JPS6143807A JPS6143807A JP16595984A JP16595984A JPS6143807A JP S6143807 A JPS6143807 A JP S6143807A JP 16595984 A JP16595984 A JP 16595984A JP 16595984 A JP16595984 A JP 16595984A JP S6143807 A JPS6143807 A JP S6143807A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- output signal
- differential amplifier
- level
- differential
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
- H03K5/01—Shaping pulses
- H03K5/08—Shaping pulses by limiting; by thresholding; by slicing, i.e. combined limiting and thresholding
- H03K5/082—Shaping pulses by limiting; by thresholding; by slicing, i.e. combined limiting and thresholding with an adaptive threshold
- H03K5/086—Shaping pulses by limiting; by thresholding; by slicing, i.e. combined limiting and thresholding with an adaptive threshold generated by feedback
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- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔技術分野〕
本発明を求、直流帰還方式に関し、特Ｃ；不平衡−平衡
信号変換を伴なう２値信号を扱う増幅系ｌ−おいて、不
平衡−平衡変換用直流電圧を発生する直流帰還方式に関
する。
信号変換を伴なう２値信号を扱う増幅系ｌ−おいて、不
平衡−平衡変換用直流電圧を発生する直流帰還方式に関
する。
従来、この種の直流帰還方式は、第６図（二示すようＣ
；、入力端子１より信号を入力し差動増幅器２の出力を
ピーク検出器３．４Ｃ入力して差動信号のピーク値をそ
れぞれ検出し、差動増幅器５によって求めたその差（二
よって差動増幅器２の直流入力電圧を調整していた。こ
れらピーク検出器６゜４としては一般Ｃ二容量を用いて
ピーク値を保持する方式が用いられるため、容量を充電
する時定数よりも短かいパルスやデユーティサイクルが
５０チよりずれたパルスを増幅するとピーク値を正確Ｃ
；検出できずＣ二差動増幅器２の出力バランスがくずれ
るという欠点があった。
；、入力端子１より信号を入力し差動増幅器２の出力を
ピーク検出器３．４Ｃ入力して差動信号のピーク値をそ
れぞれ検出し、差動増幅器５によって求めたその差（二
よって差動増幅器２の直流入力電圧を調整していた。こ
れらピーク検出器６゜４としては一般Ｃ二容量を用いて
ピーク値を保持する方式が用いられるため、容量を充電
する時定数よりも短かいパルスやデユーティサイクルが
５０チよりずれたパルスを増幅するとピーク値を正確Ｃ
；検出できずＣ二差動増幅器２の出力バランスがくずれ
るという欠点があった。
本発明の目的は、より広い周波数帯のパルスやデユーテ
ィサイクルが５０−より大きくずれたパルスに対しても
差動バランスをくずすことなく安定に直流帰還がかかる
直流帰還方式を提供することＣ二ある。
ィサイクルが５０−より大きくずれたパルスに対しても
差動バランスをくずすことなく安定に直流帰還がかかる
直流帰還方式を提供することＣ二ある。
本発明は、差動増幅器の差動出力信号のマーク部および
スペース部の両方で差動出力信号の正相。
スペース部の両方で差動出力信号の正相。
逆相の２つの信号の差を検出し、それがマーク部。
スペース部系（＝設定した信号振巾に等しくなるようＣ
二直流帰還をかけるようＣ二したものである。
二直流帰還をかけるようＣ二したものである。
すなわち、本発明の直流帰還方式は、
不平衡−平衡変換機能と不平衡−平衡変換機能制御端子
を有する差動増幅器と、差動増幅器の正相の出力信号の
直流電位を変換する第１の直流電位変換器と、差動増幅
器の正相の出力信号と逆相の出力信号の直流電位を変換
する第２の直流電位変換器と、差動増幅器の正相の出力
信号を基準入力信号、第１の直流電位変換器の出力を被
比較入力信号とし、被比較入力信号が基準入力信号より
大きい場合Ｃ；のみ信号を出力する第１の比較器と、差
動増＠器の逆相の出力信号を基準入力信号、第２の直流
電位変換器の出力信号を被比較入力信号とし、被比較入
力信号が基準入力信号より大きい場合に；のみ信号を出
力する第２の比較器と、第１゜第２の比較器の出力の差
をとる減算器と、減算器の出力を平滑化して差動増幅器
の不平衡−平衡変換機能制御端子Ｃ二出力する低域ｐ波
器を有することを特徴とする。
を有する差動増幅器と、差動増幅器の正相の出力信号の
直流電位を変換する第１の直流電位変換器と、差動増幅
器の正相の出力信号と逆相の出力信号の直流電位を変換
する第２の直流電位変換器と、差動増幅器の正相の出力
信号を基準入力信号、第１の直流電位変換器の出力を被
比較入力信号とし、被比較入力信号が基準入力信号より
大きい場合Ｃ；のみ信号を出力する第１の比較器と、差
動増＠器の逆相の出力信号を基準入力信号、第２の直流
電位変換器の出力信号を被比較入力信号とし、被比較入
力信号が基準入力信号より大きい場合に；のみ信号を出
力する第２の比較器と、第１゜第２の比較器の出力の差
をとる減算器と、減算器の出力を平滑化して差動増幅器
の不平衡−平衡変換機能制御端子Ｃ二出力する低域ｐ波
器を有することを特徴とする。
以下、図面を参照しながら本発明の詳細な説明する。
第１図は本発明の直流帰還方式の一実施例を示す回路図
である。本実施例の直流帰還方式は、入力端子１１より
正相信号Ｓｏと逆相信号ｓ８を入力し、差動増幅する差
動増幅器１２と、差動増幅器１２の正相の出力信号Ｓ１
を入力し、その振幅分だけ下へレベルシフトした信号Ｓ
ｓを出力するレベルタフト回路１３と、差動増幅器１２
の逆相の出力信号Ｓ２を入力し、その振幅分だけ下へレ
ベルシフトした信号Ｓ４を出力するレベルシフト回路１
４と、差動増幅器１２の逆相の出力信号Ｓ２を基準入力
信号、レベルシフト回路１６の出力信号Ｓ！を被比較入
力信号とし、被比較入力信号が基準入力信号より大きい
場合にのみハイレベルの信号Ｓ５を出力する比較器１５
と、差動増幅器１２の正相の出力信号Ｓ１を基準入力信
号、レベルシフト回路１４の出力信号Ｓ４を被比較入力
信号とし、被比較入力信号が基準入力信号より大きい場
合にのみハイレベルの信号Ｓ６を出力する比較器１６と
、比較器１５．１６の出力信号Ｓ５．Ｓ６の差Ｓ７をと
るカレントミラー回路１７と、カレントミツ−回路１７
の出力Ｓ７を平滑化した直流帰還信号Ｓ８を差動増幅器
１２の逆相入力に出力するローパスフィルタ１８とから
なる。
である。本実施例の直流帰還方式は、入力端子１１より
正相信号Ｓｏと逆相信号ｓ８を入力し、差動増幅する差
動増幅器１２と、差動増幅器１２の正相の出力信号Ｓ１
を入力し、その振幅分だけ下へレベルシフトした信号Ｓ
ｓを出力するレベルタフト回路１３と、差動増幅器１２
の逆相の出力信号Ｓ２を入力し、その振幅分だけ下へレ
ベルシフトした信号Ｓ４を出力するレベルシフト回路１
４と、差動増幅器１２の逆相の出力信号Ｓ２を基準入力
信号、レベルシフト回路１６の出力信号Ｓ！を被比較入
力信号とし、被比較入力信号が基準入力信号より大きい
場合にのみハイレベルの信号Ｓ５を出力する比較器１５
と、差動増幅器１２の正相の出力信号Ｓ１を基準入力信
号、レベルシフト回路１４の出力信号Ｓ４を被比較入力
信号とし、被比較入力信号が基準入力信号より大きい場
合にのみハイレベルの信号Ｓ６を出力する比較器１６と
、比較器１５．１６の出力信号Ｓ５．Ｓ６の差Ｓ７をと
るカレントミラー回路１７と、カレントミツ−回路１７
の出力Ｓ７を平滑化した直流帰還信号Ｓ８を差動増幅器
１２の逆相入力に出力するローパスフィルタ１８とから
なる。
次に、本＊施例の直流帰還方式の動作を第２図〜第４図
の波形図を参照しながら説明する。
の波形図を参照しながら説明する。
（１）差動増幅器１２の逆相入力（二人力信号ＳＯの中
心値より低いレベルの直流信号が入っている場合（第２
図） 差動増ＩＩ＠器１２の正相の出力信号Ｓｔ、逆相の出力
信号Ｓ２は差動バランスがくずれていて、正相の出力信
号Ｓ１のマーク部とスペース部で差動振幅がそれぞれＡ
、Ｂと異なり、正相の出力信号Ｓ１の直流レベルが逆相
の出力信号Ｓ２の直流レベルより上になる。これら正相
の出力信号Ｓ１と逆相の出力信号Ｓ２＃１それぞれレベ
ルシフト回路１３．１４（二人力されて振幅分だけ下へ
レベルシフトされ、信号Ｓ５．Ｓ４となる。そして、逆
相の出力信号Ｓ２と１６号Ｓ”ｓ正相の出力信号Ｓ１と
信号Ｓ４がそれぞれ比較器１５．１６＋二人力する。こ
の場合、前述したようＣ差動増幅器１２の正相の出力信
号Ｓ１の直流レベルが逆相の出力信号Ｓ２の直流レベル
より高くなっているので、比較器１５のみ出力Ｓ５がハ
イレベルとなり（マーク部で差動信号振幅が大きいこと
を示す）、比較器１６の出力Ｓ６はハイレベルとならな
い。これら比較器１５．１６の出力Ｓ６＋Ｓ’はカレン
トミラー回＠１７を二人力されて信号Ｓ５から信号Ｓ６
が減算され、信号Ｓ７が得られる。この信号Ｓ７はｐ−
パスフィルタ１８に入力されて平滑化されて直流帰還信
号Ｓ８となり差動増幅器１２ｃ；帰還される・この直流
帰還信号Ｓ６の直流レベルはハイレベしたので、その直
流レベルが上る方向にいくということは、入力信号Ｓｏ
ｌ二対して出力信号Ｓ’ ＋ ８２の差動バランスがと
れるように帰還がかかっていることを意味している。
心値より低いレベルの直流信号が入っている場合（第２
図） 差動増ＩＩ＠器１２の正相の出力信号Ｓｔ、逆相の出力
信号Ｓ２は差動バランスがくずれていて、正相の出力信
号Ｓ１のマーク部とスペース部で差動振幅がそれぞれＡ
、Ｂと異なり、正相の出力信号Ｓ１の直流レベルが逆相
の出力信号Ｓ２の直流レベルより上になる。これら正相
の出力信号Ｓ１と逆相の出力信号Ｓ２＃１それぞれレベ
ルシフト回路１３．１４（二人力されて振幅分だけ下へ
レベルシフトされ、信号Ｓ５．Ｓ４となる。そして、逆
相の出力信号Ｓ２と１６号Ｓ”ｓ正相の出力信号Ｓ１と
信号Ｓ４がそれぞれ比較器１５．１６＋二人力する。こ
の場合、前述したようＣ差動増幅器１２の正相の出力信
号Ｓ１の直流レベルが逆相の出力信号Ｓ２の直流レベル
より高くなっているので、比較器１５のみ出力Ｓ５がハ
イレベルとなり（マーク部で差動信号振幅が大きいこと
を示す）、比較器１６の出力Ｓ６はハイレベルとならな
い。これら比較器１５．１６の出力Ｓ６＋Ｓ’はカレン
トミラー回＠１７を二人力されて信号Ｓ５から信号Ｓ６
が減算され、信号Ｓ７が得られる。この信号Ｓ７はｐ−
パスフィルタ１８に入力されて平滑化されて直流帰還信
号Ｓ８となり差動増幅器１２ｃ；帰還される・この直流
帰還信号Ｓ６の直流レベルはハイレベしたので、その直
流レベルが上る方向にいくということは、入力信号Ｓｏ
ｌ二対して出力信号Ｓ’ ＋ ８２の差動バランスがと
れるように帰還がかかっていることを意味している。
（２） 入力信号ＳＯの中心値より逆相に入る信号ｓ
８の直流レベルが高い場合（第３図）。
８の直流レベルが高い場合（第３図）。
入力信号ＳＯの中心値より逆相【：入る信号ｓ８の直流
レベルが高いと、差動増幅器１２の出力は、正相の出力
信号Ｓ１のレベルが逆相の出力信号ｓ２のレベルより下
がる。これら正相の出力信号ｓ１と逆相の出力信号８２
＃−Ｌそれぞれレベルシフト回路１３．１４に入力され
て振幅分だけ下へレベルシフトされ、信号ｆ３Ｂ、Ｓ４
となる。そして、逆相信号ｓ２と信号ｓｓ。
レベルが高いと、差動増幅器１２の出力は、正相の出力
信号Ｓ１のレベルが逆相の出力信号ｓ２のレベルより下
がる。これら正相の出力信号ｓ１と逆相の出力信号８２
＃−Ｌそれぞれレベルシフト回路１３．１４に入力され
て振幅分だけ下へレベルシフトされ、信号ｆ３Ｂ、Ｓ４
となる。そして、逆相信号ｓ２と信号ｓｓ。
正相信号Ｓ１と信号Ｓ４がそれぞれ比較器１５．１６区
二人力する。この場合、差動増幅器１２の正相出力レベ
ルが逆相出力レベルより低くなっているので、比較器１
６のみ出力ｓ６がハイレベルとなり（スペース部で差動
信号振幅が大きいことを示す）、比較器１５の出力ｓ５
はハイレベルとならない。これら比較器１５．１６の出
力Ｓｓ、 ｓ６はカレントミラー回路１７に入力されて
信号ｓ５がら信号ｓ６が減算され、信号Ｓ７が得られる
。この信号ｓ７はローパスフィルタ１８（二人力されて
直流帰還信号ｓ８となり差動増幅器１２（二帰還される
。この直流帰還信号Ｓ８の直流レベルはハイレベルＨと
ローレベルＬの中間より低い値であり、（１）の場合と
逆相出力レベルが下る方向（二ある。以上のよう（二、
差動増幅器１２の入力信号Ｓｏの中心値より、逆相入力
に入る信号Ｓ８の直流レベルがずれている場合、それを
補正するよう（二正しく帰還がかかる。
二人力する。この場合、差動増幅器１２の正相出力レベ
ルが逆相出力レベルより低くなっているので、比較器１
６のみ出力ｓ６がハイレベルとなり（スペース部で差動
信号振幅が大きいことを示す）、比較器１５の出力ｓ５
はハイレベルとならない。これら比較器１５．１６の出
力Ｓｓ、 ｓ６はカレントミラー回路１７に入力されて
信号ｓ５がら信号ｓ６が減算され、信号Ｓ７が得られる
。この信号ｓ７はローパスフィルタ１８（二人力されて
直流帰還信号ｓ８となり差動増幅器１２（二帰還される
。この直流帰還信号Ｓ８の直流レベルはハイレベルＨと
ローレベルＬの中間より低い値であり、（１）の場合と
逆相出力レベルが下る方向（二ある。以上のよう（二、
差動増幅器１２の入力信号Ｓｏの中心値より、逆相入力
に入る信号Ｓ８の直流レベルがずれている場合、それを
補正するよう（二正しく帰還がかかる。
（３） 入力信号ＳＯの中心値と信号ｓ８の直流電圧
が一致している場合（第４図）。
が一致している場合（第４図）。
この差動信号振幅はマーク部、スペース部で同じである
ので、比較器１５．１６の両方の出力ｓ５゜Ｓ６がハイ
レベルとなる。この結果、カレットミラー回路１７の出
力Ｓ７はハイレベルＨとローレベルＬを繰返し、ローパ
スフィルタ１８から出力される直流帰還信号Ｓ８はハイ
レベルＨとローレベルＬのほぼ中心のレベルとなり、入
力信号ＳＯの中心値と一致したままの状態を保持する。
ので、比較器１５．１６の両方の出力ｓ５゜Ｓ６がハイ
レベルとなる。この結果、カレットミラー回路１７の出
力Ｓ７はハイレベルＨとローレベルＬを繰返し、ローパ
スフィルタ１８から出力される直流帰還信号Ｓ８はハイ
レベルＨとローレベルＬのほぼ中心のレベルとなり、入
力信号ＳＯの中心値と一致したままの状態を保持する。
このように、本実施例はピーク検出を行なわないため高
速の信号に対しても十分対処でき、また、差動振幅の検
出に比較器を使用しているため直流帰還誤差に対し敏感
であり、またデユーティサイクルが５０％より大きくず
れた信号Ｃ二対しても、より小さな直流帰還誤差しか生
じない。
速の信号に対しても十分対処でき、また、差動振幅の検
出に比較器を使用しているため直流帰還誤差に対し敏感
であり、またデユーティサイクルが５０％より大きくず
れた信号Ｃ二対しても、より小さな直流帰還誤差しか生
じない。
なお、本実施例では、レベルシフト回路１３．１４は差
動増幅器１２の出力を下へレベルシフトするとして説明
したが１．ヒヘレベルシフトする場合（＝は比較器１５
．１６の入力からローパスフィルタ１８の間で位相を逆
転させること（二より本￥施例と同様の効果が得られる
。
動増幅器１２の出力を下へレベルシフトするとして説明
したが１．ヒヘレベルシフトする場合（＝は比較器１５
．１６の入力からローパスフィルタ１８の間で位相を逆
転させること（二より本￥施例と同様の効果が得られる
。
また、比較器１５．１６とローパスフィルタ１８の間で
の位相関係が本実施例と異なっていても比較器１５．１
６の入力とローパスフィルタ１８の出力の位相が本実施
例で述べた関係と同様であればよいのは勿論のことであ
る・また、減算器として働いているカレントミラー回路
１７を、比較器１５の正相出力と比較器１６の逆相出力
の和をとる加算回路で構成してもよい◇ 第５図は本発明の直流帰還回路の他の実施例を示す回路
図である。
の位相関係が本実施例と異なっていても比較器１５．１
６の入力とローパスフィルタ１８の出力の位相が本実施
例で述べた関係と同様であればよいのは勿論のことであ
る・また、減算器として働いているカレントミラー回路
１７を、比較器１５の正相出力と比較器１６の逆相出力
の和をとる加算回路で構成してもよい◇ 第５図は本発明の直流帰還回路の他の実施例を示す回路
図である。
本実施例は信号入力端子５０と、入力（８号と直流帰還
信号の和をとる加算器５１と、加算器５１の出力と定電
圧源５４からの信号を入力とする差動増幅器５２と、第
１図の帰還系と同様の構成をとる直流帰還回路５３とか
Ｐ）構成されている。
信号の和をとる加算器５１と、加算器５１の出力と定電
圧源５４からの信号を入力とする差動増幅器５２と、第
１図の帰還系と同様の構成をとる直流帰還回路５３とか
Ｐ）構成されている。
本実施例では加算器５１で入力信号と直流帰還信号の和
をとることにより信号自身の直流電位を変化させ、差動
増幅器５２の出力信号の直流電位を一致させる。直流帰
還回路５６の動作は前述の実施例と同様である。ただし
、第１図のローパスフィルタ１８の出力Ｓ８と、本実施
例の直流Ｎ還１Ｊ号とは位相が反転していなければいけ
ない。すなわち、正常に二負帰還がかかるような位相に
なっていなければならない。本実施例のような構成をと
ることにより、差動増幅器５２の入力電位はほぼ一定と
なり、差動増幅器５２のダイナミックレンジが広くとれ
る〇 〔発明の効果〕 本発明は以上説明したように、（ｉｉ号のマーク部。
をとることにより信号自身の直流電位を変化させ、差動
増幅器５２の出力信号の直流電位を一致させる。直流帰
還回路５６の動作は前述の実施例と同様である。ただし
、第１図のローパスフィルタ１８の出力Ｓ８と、本実施
例の直流Ｎ還１Ｊ号とは位相が反転していなければいけ
ない。すなわち、正常に二負帰還がかかるような位相に
なっていなければならない。本実施例のような構成をと
ることにより、差動増幅器５２の入力電位はほぼ一定と
なり、差動増幅器５２のダイナミックレンジが広くとれ
る〇 〔発明の効果〕 本発明は以上説明したように、（ｉｉ号のマーク部。
スペース部の両部でその差動信号振巾が設定した値Ｃ二
等しくなるようζ二直流帰還をかけることができるよう
じしたもので、従来のピーク検出回路を使用した直流＃
遠方式では、帰Ｒ誤差が大きく、うまく直流帰還のかか
らなかった高速や低速のパルス信号や、デューテイサイ
クノνの変動の大きなパルス信号Ｃ二対して、帰還誤差
が少なくかつ安定に直流帰還がかかる。
等しくなるようζ二直流帰還をかけることができるよう
じしたもので、従来のピーク検出回路を使用した直流＃
遠方式では、帰Ｒ誤差が大きく、うまく直流帰還のかか
らなかった高速や低速のパルス信号や、デューテイサイ
クノνの変動の大きなパルス信号Ｃ二対して、帰還誤差
が少なくかつ安定に直流帰還がかかる。
第１図は本発明の直流帰還方式の一実施例の回路図、第
２図、第６図、第４図はその動作を示す各部の波形図、
第５図は本発明の直流帰還方式の他の実施例の回路図、
第６図は直流帰還方式の従来例の回路図である。 １１・・・信号入力端子、１２・・・差動増幅器、１３
．１４・・・レベルシフト回路、１５，１６・・・比較
器、１７・・・ カレントミラー回路、
２図、第６図、第４図はその動作を示す各部の波形図、
第５図は本発明の直流帰還方式の他の実施例の回路図、
第６図は直流帰還方式の従来例の回路図である。 １１・・・信号入力端子、１２・・・差動増幅器、１３
．１４・・・レベルシフト回路、１５，１６・・・比較
器、１７・・・ カレントミラー回路、
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 不平衡−平衡変換機能と不平衡−平衡変換機能制御端子
を有する差動増幅器と、 差動増幅器の正相の出力信号の直流電位を変換する第１
の直流電位変換器と、 差動増幅器の正相の出力信号と逆相の出力信号の直流電
位を変換する第２の直流電位変換器と、差動増幅器の逆
相の出力信号を基準入力信号、第１の直流電位変換器の
出力信号を被比較入力信号とし、被比較入力信号が基準
入力信号より大きい場合にのみ信号を出力する第１の比
較器と、差動増幅器の正相の出力信号を基準入力信号、
第２の直流電位変換器の出力信号を被比較入力信号とし
、被比較入力信号が基準入力信号より大きい場合にのみ
信号を出力する第２の比較器と、第１、第２の比較器の
出力の差をとる減算器と、減算器の出力を平滑化して差
動増幅器の不平衡−平衡変換機能制御端子に出力する低
域ろ波器を有することを特徴とする直流帰還方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16595984A JPS6143807A (ja) | 1984-08-08 | 1984-08-08 | 直流電流安定化装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16595984A JPS6143807A (ja) | 1984-08-08 | 1984-08-08 | 直流電流安定化装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6143807A true JPS6143807A (ja) | 1986-03-03 |
| JPH0476243B2 JPH0476243B2 (ja) | 1992-12-03 |
Family
ID=15822263
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16595984A Granted JPS6143807A (ja) | 1984-08-08 | 1984-08-08 | 直流電流安定化装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6143807A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0377897A2 (en) * | 1988-12-28 | 1990-07-18 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Duty ratio control circuit apparatus |
-
1984
- 1984-08-08 JP JP16595984A patent/JPS6143807A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0377897A2 (en) * | 1988-12-28 | 1990-07-18 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Duty ratio control circuit apparatus |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0476243B2 (ja) | 1992-12-03 |
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