JPH0955627A - 逓倍回路 - Google Patents
逓倍回路Info
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- JPH0955627A JPH0955627A JP7228571A JP22857195A JPH0955627A JP H0955627 A JPH0955627 A JP H0955627A JP 7228571 A JP7228571 A JP 7228571A JP 22857195 A JP22857195 A JP 22857195A JP H0955627 A JPH0955627 A JP H0955627A
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B19/00—Generation of oscillations by non-regenerative frequency multiplication or division of a signal from a separate source
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/14—Balanced arrangements
- H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
- H03D7/1433—Balanced arrangements with transistors using bipolar transistors
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/14—Balanced arrangements
- H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
- H03D7/1458—Double balanced arrangements, i.e. where both input signals are differential
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
- H03D2200/0047—Offset of DC voltage or frequency
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 差動出力アンプ回路と乗算器で構成される逓
倍回路では、出力される正転側出力と反転側出力とで直
流オフセット値が相違し、入力バイアス回路等が必要と
なり、回路規模が大型化される。 【解決手段】 入力信号を位相差が９０°の２つの信号
に変換する９０°位相差信号出力回路１と、変換された
位相差が９０°の２つの信号をそれぞれ増幅し、かつ差
動信号を出力する２つの差動出力アンプ回路２Ａ，２Ｂ
と、２つの差動出力アンプ回路から出力される位相差が
９０°の２つの差動信号を乗算する乗算器３とで構成さ
れる。出力信号ＶＯ＋とＶＯ−の直流オフセットがなく
なり、入力バイアス回路が不要となり、回路規模が縮小
され、消費電力が低減される。
倍回路では、出力される正転側出力と反転側出力とで直
流オフセット値が相違し、入力バイアス回路等が必要と
なり、回路規模が大型化される。 【解決手段】 入力信号を位相差が９０°の２つの信号
に変換する９０°位相差信号出力回路１と、変換された
位相差が９０°の２つの信号をそれぞれ増幅し、かつ差
動信号を出力する２つの差動出力アンプ回路２Ａ，２Ｂ
と、２つの差動出力アンプ回路から出力される位相差が
９０°の２つの差動信号を乗算する乗算器３とで構成さ
れる。出力信号ＶＯ＋とＶＯ−の直流オフセットがなく
なり、入力バイアス回路が不要となり、回路規模が縮小
され、消費電力が低減される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は乗算器を使用した逓
倍回路に関し、特に各回路部をＬＳＩなどのようにモノ
リシックに形成する場合に有効な集積回路に関する。
倍回路に関し、特に各回路部をＬＳＩなどのようにモノ
リシックに形成する場合に有効な集積回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の乗算器を使用した逓倍回路の一例
を図８および図９を参照して説明する。図８は従来の逓
倍回路ブロック図であり、入力信号ＶＩ’を逓倍する動
作について説明する。入力信号ＶＩ’は差動出力アンプ
回路２に入力され、増幅され、かつ差動信号に変換さ
れ、入力信号ＶＩ’の正転側信号ＶＩ’＋と反転側信号
ＶＩ’−として出力される。これらの差動信号ＶＩ’＋
とＶＩ’−は、ギルバート形掛算器からなる乗算器３に
入力され、この乗算器３からは、入力信号ＶＩ’の２逓
倍信号が正転側信号ＶＯ’＋，ＶＯ’−として差動出力
される。
を図８および図９を参照して説明する。図８は従来の逓
倍回路ブロック図であり、入力信号ＶＩ’を逓倍する動
作について説明する。入力信号ＶＩ’は差動出力アンプ
回路２に入力され、増幅され、かつ差動信号に変換さ
れ、入力信号ＶＩ’の正転側信号ＶＩ’＋と反転側信号
ＶＩ’−として出力される。これらの差動信号ＶＩ’＋
とＶＩ’−は、ギルバート形掛算器からなる乗算器３に
入力され、この乗算器３からは、入力信号ＶＩ’の２逓
倍信号が正転側信号ＶＯ’＋，ＶＯ’−として差動出力
される。
【０００３】例えば、入力信号ＶＩ’を、 ＶＩ’＝Ｅｓｉｎ（ωｔ） …（１） とすると、差動出力信号の正転側ＶＯ’＋と反転側Ｖ
Ｏ’−はそれぞれ次のようになる。ただし、Ｅは振幅、
ωは角周波数、ｔは時間である。以下、同じ。 ＶＯ’＋＝Ｅ・ｓｉｎ（ωｔ）×Ｅ。ｓｉｎ（ωｔ） ＝−Ｅ2 ／２・ｃｏｓ（２ωｔ）＋Ｅ2 ／２ …（２） ＶＯ’−＝−Ｅ・ｓｉｎ（ωｔ）×Ｅ・ｓｉｎ（ωｔ） ＝＋Ｅ2 ／２・ｃｏｓ（２ωｔ）−Ｅ2 ／２ …（３） 式（２），（３）より乗算器３の差動出力信号は、入力
信号ＶＩ’の２逓倍信号となる。
Ｏ’−はそれぞれ次のようになる。ただし、Ｅは振幅、
ωは角周波数、ｔは時間である。以下、同じ。 ＶＯ’＋＝Ｅ・ｓｉｎ（ωｔ）×Ｅ。ｓｉｎ（ωｔ） ＝−Ｅ2 ／２・ｃｏｓ（２ωｔ）＋Ｅ2 ／２ …（２） ＶＯ’−＝−Ｅ・ｓｉｎ（ωｔ）×Ｅ・ｓｉｎ（ωｔ） ＝＋Ｅ2 ／２・ｃｏｓ（２ωｔ）−Ｅ2 ／２ …（３） 式（２），（３）より乗算器３の差動出力信号は、入力
信号ＶＩ’の２逓倍信号となる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】この従来の乗算器を使
用した逓倍回路では、差動出力信号は、式（２），
（３）に示すように直流オフセット値がそれぞれ、＋Ｅ
2 ／２（ｖ）， −Ｅ2 ／２（ｖ）と異なるので、差動
出力信号の正転側ＶＯ’＋と反転側ＶＯ’−の信号は、
図９のような波形となる。ＬＳＩなどで集積化する場合
では、接続の整合を考えると、容量結合と、入力バイア
ス回路が必要となり、消費電流が増加し、回路規模が大
きくなるという問題点があった。
用した逓倍回路では、差動出力信号は、式（２），
（３）に示すように直流オフセット値がそれぞれ、＋Ｅ
2 ／２（ｖ）， −Ｅ2 ／２（ｖ）と異なるので、差動
出力信号の正転側ＶＯ’＋と反転側ＶＯ’−の信号は、
図９のような波形となる。ＬＳＩなどで集積化する場合
では、接続の整合を考えると、容量結合と、入力バイア
ス回路が必要となり、消費電流が増加し、回路規模が大
きくなるという問題点があった。
【０００５】すなわち、入力信号ＶＩを乗算器で乗算す
ると、乗算器の差動出力信号の正転側ＶＯ’＋と反転側
ＶＯ’−は、以下の式となるからである。 ＶＯ’＋＝−Ｅ2 ／２・ｃｏｓ（２ωｔ）＋Ｅ2 ／２ …（４） ＶＯ’−＝＋Ｅ2 ／２・ｃｏｓ（２ωｔ）−Ｅ2 ／２ …（５） このため、正転側ＶＯ’＋と反転側ＶＯ’−の直流オフ
セット値が異なり、容量結合と、入力バイアス回路が必
要となり消費電流が増加することになる。本発明の目的
は、正転側出力と反転側出力の直流オフセット値を等し
くし、容量結合や入力バイアス回路を不要とし、回路規
模を縮小し、かつ消費電力を低減することが可能な逓倍
回路を提供することにある。
ると、乗算器の差動出力信号の正転側ＶＯ’＋と反転側
ＶＯ’−は、以下の式となるからである。 ＶＯ’＋＝−Ｅ2 ／２・ｃｏｓ（２ωｔ）＋Ｅ2 ／２ …（４） ＶＯ’−＝＋Ｅ2 ／２・ｃｏｓ（２ωｔ）−Ｅ2 ／２ …（５） このため、正転側ＶＯ’＋と反転側ＶＯ’−の直流オフ
セット値が異なり、容量結合と、入力バイアス回路が必
要となり消費電流が増加することになる。本発明の目的
は、正転側出力と反転側出力の直流オフセット値を等し
くし、容量結合や入力バイアス回路を不要とし、回路規
模を縮小し、かつ消費電力を低減することが可能な逓倍
回路を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明の逓倍回路は、入
力信号を位相差が９０°の２つの信号に変換する９０°
位相差信号出力回路と、変換された位相差が９０°の２
つの信号をそれぞれ増幅し、かつそれぞれの差動信号を
出力する２つの差動出力アンプ回路と、前記２つの差動
出力アンプ回路から出力される位相差が９０°の２つの
差動信号を乗算する乗算器を備えている。
力信号を位相差が９０°の２つの信号に変換する９０°
位相差信号出力回路と、変換された位相差が９０°の２
つの信号をそれぞれ増幅し、かつそれぞれの差動信号を
出力する２つの差動出力アンプ回路と、前記２つの差動
出力アンプ回路から出力される位相差が９０°の２つの
差動信号を乗算する乗算器を備えている。
【０００７】また、本発明の他の逓倍回路は、入力信号
を増幅し、かつ差動信号を出力する差動出力アンプ回路
と、前記差動出力信号の正転側と反転側とをそれぞれ位
相が９０°の信号に変換する２つの９０°位相差信号出
力回路と、前記２つの９０°位相差信号出力回路より出
力される信号を乗算する乗算器を備えている。
を増幅し、かつ差動信号を出力する差動出力アンプ回路
と、前記差動出力信号の正転側と反転側とをそれぞれ位
相が９０°の信号に変換する２つの９０°位相差信号出
力回路と、前記２つの９０°位相差信号出力回路より出
力される信号を乗算する乗算器を備えている。
【０００８】
【発明の実施の形態】次に本発明の実施形態について図
面を参照して説明する。図１は本発明の第１実施形態の
ブロック図であり、９０°位相差信号出力回路１と、そ
の出力の９０°位相が異なる信号の差動出力をとる差動
出力アンプ回路２Ａ，２Ｂと、ギルバート形掛算器３と
で構成される。入力信号ＶＩは、９０°位相差信号出力
回路１で位相差が９０°で同一振幅の信号Ｖ00とＶ90に
変換され、それぞれの信号は、差動出力アンプ回路２
Ａ，２Ｂに入力される。信号Ｖ00は差動信号Ｖ000 とＶ
180 に変換され、信号Ｖ90は差動信号Ｖ090 とＶ270 に
変換される。そして、各信号は乗算器３の２つの差動入
力端子に位相差が９０°の２つの差動信号としてそれぞ
れ入力され、その結果乗算器３の差動出力端子に、入力
信号ＶＩの２逓倍信号として正転側信号ＶＯ＋と反転側
信号ＶＯ−を差動出力する。
面を参照して説明する。図１は本発明の第１実施形態の
ブロック図であり、９０°位相差信号出力回路１と、そ
の出力の９０°位相が異なる信号の差動出力をとる差動
出力アンプ回路２Ａ，２Ｂと、ギルバート形掛算器３と
で構成される。入力信号ＶＩは、９０°位相差信号出力
回路１で位相差が９０°で同一振幅の信号Ｖ00とＶ90に
変換され、それぞれの信号は、差動出力アンプ回路２
Ａ，２Ｂに入力される。信号Ｖ00は差動信号Ｖ000 とＶ
180 に変換され、信号Ｖ90は差動信号Ｖ090 とＶ270 に
変換される。そして、各信号は乗算器３の２つの差動入
力端子に位相差が９０°の２つの差動信号としてそれぞ
れ入力され、その結果乗算器３の差動出力端子に、入力
信号ＶＩの２逓倍信号として正転側信号ＶＯ＋と反転側
信号ＶＯ−を差動出力する。
【０００９】これを式で表すと以下のようになる。９０
°位相差信号出力回路１より出力される信号Ｖ00を、 Ｖ00＝Ａ・ｓｉｎ（ωｔ） …（６） と表す。ここで、Ａは振幅、ωは角周波数、ｔは時間で
ある。すると、９０°位相差の信号Ｖ90は次のようにな
る。 Ｖ90＝Ａ・ｓｉｎ（ωｔ＋π／２） …（７）
°位相差信号出力回路１より出力される信号Ｖ00を、 Ｖ00＝Ａ・ｓｉｎ（ωｔ） …（６） と表す。ここで、Ａは振幅、ωは角周波数、ｔは時間で
ある。すると、９０°位相差の信号Ｖ90は次のようにな
る。 Ｖ90＝Ａ・ｓｉｎ（ωｔ＋π／２） …（７）
【００１０】式（６），（７）の信号Ｖ00と信号Ｖ90は
差動出力アンプ回路２Ａ，２Ｂによりそれぞれ差動信号
となり、乗算器３に入力することにより乗算器３は、入
力信号ＶＩの２逓倍信号を出力し、乗算器３の差動出力
信号の正転側ＶＯ＋と反転側ＶＯ−は以下となる。 ＶＯ＋＝Ａ・ｓｉｎ（ωｔ）×Ａ・ｓｉｎ（ωｔ＋π／２） ＝Ａ2 ／２・ｓｉｎ（２ωｔ） …（８） ＶＯ−＝−Ａ・ｓｉｎ（ωｔ）×Ａ・ｓｉｎ（ωｔ＋π／２） ＝−Ａ2 ／２・ｓｉｎ（２ωｔ） …（９）
差動出力アンプ回路２Ａ，２Ｂによりそれぞれ差動信号
となり、乗算器３に入力することにより乗算器３は、入
力信号ＶＩの２逓倍信号を出力し、乗算器３の差動出力
信号の正転側ＶＯ＋と反転側ＶＯ−は以下となる。 ＶＯ＋＝Ａ・ｓｉｎ（ωｔ）×Ａ・ｓｉｎ（ωｔ＋π／２） ＝Ａ2 ／２・ｓｉｎ（２ωｔ） …（８） ＶＯ−＝−Ａ・ｓｉｎ（ωｔ）×Ａ・ｓｉｎ（ωｔ＋π／２） ＝−Ａ2 ／２・ｓｉｎ（２ωｔ） …（９）
【００１１】上式（８），（９）より、差動出力信号の
正転側ＶＯ＋と反転側ＶＯ−の直流オフセット値は図２
に示すように同一となる。したがって、差動出力信号の
正転側ＶＯ＋と反転側ＶＯ＋の直流オフセット値は同一
となる。又、ＬＳＩなどで集積化する場合では、次段の
容量結合と、入力バイアス回路が不用となり、低消費電
流で回路規模を小さくできる。
正転側ＶＯ＋と反転側ＶＯ−の直流オフセット値は図２
に示すように同一となる。したがって、差動出力信号の
正転側ＶＯ＋と反転側ＶＯ＋の直流オフセット値は同一
となる。又、ＬＳＩなどで集積化する場合では、次段の
容量結合と、入力バイアス回路が不用となり、低消費電
流で回路規模を小さくできる。
【００１２】ここで、前記９０°位相差信号出力回路１
を説明する。図３は９０°位相差信号出力回路の一例の
回路図である。この回路は、入力信号ＶＩの入力端に対
して、抵抗Ｒ１と容量Ｃ２を並列接続し、それぞれを出
力信号Ｖ00とＶ90の出力端として構成する。また、抵抗
Ｒ１の出力端と接地との間に容量Ｃ１を接続し、容量Ｃ
２の出力端と接地との間に抵抗Ｒ２を接続した構成であ
る。すなわち、抵抗Ｒ１と容量Ｃ１とで構成される積分
器と、容量Ｃ２と抵抗Ｒ２とで構成される微分器とを並
列接続した構成とされるものである。
を説明する。図３は９０°位相差信号出力回路の一例の
回路図である。この回路は、入力信号ＶＩの入力端に対
して、抵抗Ｒ１と容量Ｃ２を並列接続し、それぞれを出
力信号Ｖ00とＶ90の出力端として構成する。また、抵抗
Ｒ１の出力端と接地との間に容量Ｃ１を接続し、容量Ｃ
２の出力端と接地との間に抵抗Ｒ２を接続した構成であ
る。すなわち、抵抗Ｒ１と容量Ｃ１とで構成される積分
器と、容量Ｃ２と抵抗Ｒ２とで構成される微分器とを並
列接続した構成とされるものである。
【００１３】そして、抵抗Ｒ１，Ｒ２と容量Ｃ１，Ｃ２
の値はここでは等しく設定し、インピ─ダンスが同一と
なる、 Ｒ＝１／２πｆｃ（ｆ；入力周波数） により計算される。これにより、図４に示すように、信
号Ｖ00と信号Ｖ90は位相差が９０°で同一振幅となる。
の値はここでは等しく設定し、インピ─ダンスが同一と
なる、 Ｒ＝１／２πｆｃ（ｆ；入力周波数） により計算される。これにより、図４に示すように、信
号Ｖ00と信号Ｖ90は位相差が９０°で同一振幅となる。
【００１４】なお、抵抗Ｒ１，Ｒ２と容量Ｃ１，Ｃ２の
絶対値にばらつきが生じた場合は、９０°位相差信号出
力回路１より出力される信号Ｖ00と信号Ｖ90の振幅値が
異なる状態となるが、抵抗及び容量をＬＳＩ内部で形成
した場合は、素子の相対誤差は小さいので、９０°の位
相差を保つことができる。
絶対値にばらつきが生じた場合は、９０°位相差信号出
力回路１より出力される信号Ｖ00と信号Ｖ90の振幅値が
異なる状態となるが、抵抗及び容量をＬＳＩ内部で形成
した場合は、素子の相対誤差は小さいので、９０°の位
相差を保つことができる。
【００１５】また、仮に９０°位相差信号出力回路１よ
り出力される信号Ｖ00とＶ90の振幅値が異なる状態が生
じ、その結果乗算器３に入力される信号Ｖ000 ，Ｖ180
とＶ090 ，Ｖ270 がそれぞれ位相差が９０°で振幅が異
なる差動信号となった場合には、乗算器３の差動出力信
号の正転側ＶＯ＋と反転側ＶＯ−は以下のようになる。 ＶＯ＋＝Ａ・ｓｉｎ（ωｔ）×Ｂ・ｓｉｎ（ωｔ＋π／２） ＝Ａ・Ｂ／２〔ｃｏｓ（−π／２）−ｃｏｓ（２ωｔ＋π／２）〕 ＝Ａ・Ｂ／２・ｓｉｎ（２ωｔ） …（１０） ＶＯ−＝−Ａ・ｓｉｎ（ωｔ）×Ｂ・ｓｉｎ（ωｔ＋π／２） ＝−Ａ・Ｂ／２・ｓｉｎ（２ωｔ） …（１１） ここで、Ａ，Ｂは振幅、ωは角周波数、ｔは時間であ
る。
り出力される信号Ｖ00とＶ90の振幅値が異なる状態が生
じ、その結果乗算器３に入力される信号Ｖ000 ，Ｖ180
とＶ090 ，Ｖ270 がそれぞれ位相差が９０°で振幅が異
なる差動信号となった場合には、乗算器３の差動出力信
号の正転側ＶＯ＋と反転側ＶＯ−は以下のようになる。 ＶＯ＋＝Ａ・ｓｉｎ（ωｔ）×Ｂ・ｓｉｎ（ωｔ＋π／２） ＝Ａ・Ｂ／２〔ｃｏｓ（−π／２）−ｃｏｓ（２ωｔ＋π／２）〕 ＝Ａ・Ｂ／２・ｓｉｎ（２ωｔ） …（１０） ＶＯ−＝−Ａ・ｓｉｎ（ωｔ）×Ｂ・ｓｉｎ（ωｔ＋π／２） ＝−Ａ・Ｂ／２・ｓｉｎ（２ωｔ） …（１１） ここで、Ａ，Ｂは振幅、ωは角周波数、ｔは時間であ
る。
【００１６】式（１０），（１１）により差動出力信号
の正転側ＶＯ＋と反転側ＶＯ−の直流オフセット値は、
抵抗Ｒ１，Ｒ２と容量Ｃ１，Ｃ２の値がばらついた場合
でも同一となる結果をもたらすことが判る。
の正転側ＶＯ＋と反転側ＶＯ−の直流オフセット値は、
抵抗Ｒ１，Ｒ２と容量Ｃ１，Ｃ２の値がばらついた場合
でも同一となる結果をもたらすことが判る。
【００１７】図５は、差動出力アンプ回路の一例を示す
回路であり、一般的に知られているように対をなすトラ
ンジスタＱ１，Ｑ２で差動増幅回路を構成したものであ
り、入力信号ＶＩ１を一方のトランジスタのベースに入
力すると、トランジスタのコレクタより入力信号ＶＩ１
の反転側出力ＶＯ１−を、他方のトランジスタのコレク
タより、入力信号ＶＩ１の正転側出力ＶＯ１＋を出力す
る。
回路であり、一般的に知られているように対をなすトラ
ンジスタＱ１，Ｑ２で差動増幅回路を構成したものであ
り、入力信号ＶＩ１を一方のトランジスタのベースに入
力すると、トランジスタのコレクタより入力信号ＶＩ１
の反転側出力ＶＯ１−を、他方のトランジスタのコレク
タより、入力信号ＶＩ１の正転側出力ＶＯ１＋を出力す
る。
【００１８】また、図６は一般に知られているギルバ─
ト形掛算器の一例を示す回路であり、トランジスタＱ３
〜Ｑ８を主体にした一対の差動増幅回路で構成され、差
動入力信号を差動入力端子ＶＩ10，ＶＩ11及び差動入力
端子ＶＩ12，ＶＩ13に入力すると、差動出力端子ＶＯ1
0，ＶＯ11より、２つの差動入力信号の乗算信号を差動
出力する。
ト形掛算器の一例を示す回路であり、トランジスタＱ３
〜Ｑ８を主体にした一対の差動増幅回路で構成され、差
動入力信号を差動入力端子ＶＩ10，ＶＩ11及び差動入力
端子ＶＩ12，ＶＩ13に入力すると、差動出力端子ＶＯ1
0，ＶＯ11より、２つの差動入力信号の乗算信号を差動
出力する。
【００１９】図７は本発明の第２の実施形態のブロック
図である。この実施形態では、第１の実施形態の差動出
力アンプ回路を１つ削除し、９０°位相差信号出力回路
を２つにした構成としたものである。すなわち、入力信
号ＶＩを差動出力アンプ回路５に入力し、その正転側出
力ＶＩ＋と反転側出力ＶＩ−をそれぞれ９０°位相差信
号出力回路１Ａ，１Ｂに入力し、各９０°位相差信号出
力回路１Ａ，１Ｂの出力Ｖ000 ，Ｖ180 とＶ090 ，Ｖ27
0 を乗算器３に入力し、差動出力信号の正転側出力ＶＯ
＋と反転側出力ＶＯ−を出力する。
図である。この実施形態では、第１の実施形態の差動出
力アンプ回路を１つ削除し、９０°位相差信号出力回路
を２つにした構成としたものである。すなわち、入力信
号ＶＩを差動出力アンプ回路５に入力し、その正転側出
力ＶＩ＋と反転側出力ＶＩ−をそれぞれ９０°位相差信
号出力回路１Ａ，１Ｂに入力し、各９０°位相差信号出
力回路１Ａ，１Ｂの出力Ｖ000 ，Ｖ180 とＶ090 ，Ｖ27
0 を乗算器３に入力し、差動出力信号の正転側出力ＶＯ
＋と反転側出力ＶＯ−を出力する。
【００２０】ここで、乗算器３においては、２つの差動
入力端子の信号Ｖ000 ，Ｖ180 と、信号Ｖ090 ，Ｖ270
とを差動入力し、その出力信号として正転側信号ＶＯ＋
と反転側信号ＶＯ−を入力信号ＶＩの２逓倍信号を差動
出力する。これを式で表すと、差動出力信号の正転側Ｖ
Ｏ＋と反転側ＶＯ−は、式（１０）と（１１）と同一と
なる。
入力端子の信号Ｖ000 ，Ｖ180 と、信号Ｖ090 ，Ｖ270
とを差動入力し、その出力信号として正転側信号ＶＯ＋
と反転側信号ＶＯ−を入力信号ＶＩの２逓倍信号を差動
出力する。これを式で表すと、差動出力信号の正転側Ｖ
Ｏ＋と反転側ＶＯ−は、式（１０）と（１１）と同一と
なる。
【００２１】したがって、差動出力信号の正転側ＶＯ＋
と反転側ＶＯ＋の直流オフセット値は同一となる。又、
ＬＳＩなどで集積化する場合では、次段の容量結合と、
入力バイアス回路が不用となり、低消費電流で回路規模
を小さくできる。また、この実施例では消費電力が他の
回路よりも大きな差動出力アンプ回路が１つで済むた
め、第１の実施形態より低消費電力となる。
と反転側ＶＯ＋の直流オフセット値は同一となる。又、
ＬＳＩなどで集積化する場合では、次段の容量結合と、
入力バイアス回路が不用となり、低消費電流で回路規模
を小さくできる。また、この実施例では消費電力が他の
回路よりも大きな差動出力アンプ回路が１つで済むた
め、第１の実施形態より低消費電力となる。
【００２２】
【発明の効果】以上説明したように本発明は、入力信号
に対して、９０°の位相差を生じさせる９０°位相差信
号出力回路と、それぞれ差動信号に変換する差動出力ア
ンプ回路と、位相差が９０°の２つの差動信号を乗算す
るための乗算器とを備えているので、入力信号を逓倍し
た後の差動出力信号の正転側信号と反転側信号の直流オ
フセットを同一にすることができる。これにより、入力
バイアス回路や容量結合回路が不要となり、回路規模を
縮小してＬＳＩ化に有利になるとともに、消費電力を低
減することが可能となる。
に対して、９０°の位相差を生じさせる９０°位相差信
号出力回路と、それぞれ差動信号に変換する差動出力ア
ンプ回路と、位相差が９０°の２つの差動信号を乗算す
るための乗算器とを備えているので、入力信号を逓倍し
た後の差動出力信号の正転側信号と反転側信号の直流オ
フセットを同一にすることができる。これにより、入力
バイアス回路や容量結合回路が不要となり、回路規模を
縮小してＬＳＩ化に有利になるとともに、消費電力を低
減することが可能となる。
【図１】本発明の第１実施形態のブロック回路図であ
る。
る。
【図２】図１の回路動作を説明するための出力信号波形
図である。
図である。
【図３】９０°位相差信号出力回路の一例の回路図であ
る。
る。
【図４】図３の回路の動作を説明するための出力信号波
形図である。
形図である。
【図５】差動出力アンプ回路の一例の回路図である。
【図６】ギルバート形掛算器からなる乗算器の一例の回
路図である。
路図である。
【図７】本発明の第２実施形態のブロック回路図であ
る。
る。
【図８】従来の逓倍回路の一例のブロック回路図であ
る。
る。
【図９】図８の回路動作を説明するための出力信号波形
図である。
図である。
１，１Ａ，１Ｂ ９０°位相差信号出力回路 ２，２Ａ，２Ｂ 差動出力アンプ回路 ３ 乗算器 ＶＩ 入力信号 ＶＯ＋ 正転側出力信号 ＶＯ− 反転側出力信号 Ｖ000 ，Ｖ090 ，Ｖ180 ，Ｖ270 乗算器の入力信号
Claims (5)
- 【請求項１】 入力信号を位相差が９０°の２つの信号
に変換する９０°位相差信号出力回路と、変換された位
相差が９０°の２つの信号をそれぞれ増幅し、かつそれ
ぞれの差動信号を出力する２つの差動出力アンプ回路
と、前記２つの差動出力アンプ回路から出力される位相
差が９０°の２つの差動信号を乗算する乗算器を備える
ことを特徴とする逓倍回路。 - 【請求項２】 入力信号を増幅し、かつ差動信号を出力
する差動出力アンプ回路と、前記差動出力信号の正転側
と反転側とをそれぞれ位相が９０°の信号に変換する２
つの９０°位相差信号出力回路と、前記２つの９０°位
相差信号出力回路より出力される信号を乗算する乗算器
を備えることを特徴とする逓倍回路。 - 【請求項３】 ９０°位相差信号出力回路は、入力信号
の入力端と２つの位相差信号の出力端のそれぞれの間に
接続された積分回路および微分回路とで構成される請求
項１または２の逓倍回路。 - 【請求項４】 積分回路及び微分回路はそれぞれ抵抗と
容量とで構成され、各抵抗と容量との値を等しく設定し
てなる請求項３の逓倍回路。 - 【請求項５】 乗算器はギルバート形掛算器で構成され
る請求項１ないし４のいずれかの逓倍回路。
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