JPS6139732A - 雑音検出器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、搬送波を変調した、振幅制限されていない到
来ラジオ受信信号中の雑音パルスを検出する雑音検出器
であって、該雑音検出器は振幅検出回路と、これに結合
された第１信号比較回路とを具え、該第１信号比較回路
は信号入力端子としきい値入力端子とを有し、雑音検出
器の平均入力レベルに依存する第１しきい値信号と雑音
パルス繰返し周波数に依存する第２しきい値信号とがこ
のしきい値入力端子に供給される雑音検出器に関するも
のである。

このような雑音検出器は英国特許第２．１１３，０４７
号明細書に記載されている。

上記の英国特許明細書には、無線周波（ＲＦ）入力信号
が無線周波増幅器を経て第１信号比較回路の信号入力端
子に供給されるようにしたラジオ受信機に用いる雑音検
出器が記載されている。雑音検出が行われる入力信号の
レベル（以後しきい値と称する）は従来の雑音検出器に
よれば第１および第２しきい値信号の和によって決定さ
れている。

第１しきい値信号は振幅検出および中間周波（ＴＦ）信
号のある積分量によって決定される。平均ＩＰ倍信号平
均ＲＦ入カレヘル、すなわち到来信号の電界強度に応じ
て変化する為、電界強度に依存する雑音検出を行うこと
ができる。

第２しきい値信号は第１信号比較回路の出力端子におけ
る検出信号の繰返し周波数を測定することにより得られ
、雑音検出はこの第２しきい値信号による雑音検出器の
入力信号中の振幅妨害の繰返し周波数にも依存する。

しかし、第２しきい値信号が第１信号比較回路の出力信
号から偏移することにより、制御を保護する必要のある
制御誤差を導入する。またこの第１信号比較回路の入力
端子における雑音パルスの繰返し周波数が増大すること
により、出力端子における検出信号の繰返し周波数が増
大する場合のみ第２しきい値信号を増大せしめる。しか
し、雑音パルスの繰返し周波数が高い場合に望ましい第
２しきい値信号の高い値は、検出信号の繰返し周波数も
高い場合しか得られない。従って、信号抑圧によって雑
音を除去する為の制御信号として上述した検出信号を用
いる場合には、音声の再生において速い、従って耳ざわ
すな中断の列が生じるおそれがある。この影響は第１し
きい値信号に対する依存性、すなわち総計のしきい値レ
ベルを第２しきい値信号に比べて大きく選択することに
より減少せしめうる。しかし、このようにすることによ
り雑音検出器の初期の入力感度、すなわち雑音パルスが
幾分長い間存在しない場合の入力感度も減少せしめてし
まう。

本発明の目的は、初期人力感度が高く、所定の可調整最
大値を越えない繰返し周波数を有する検出信号を生じる
電界強度依存性の雑音検出器を提供せんとするにある。

本発明は、搬送波を変調した、振幅制限されていない到
来ラジオ受信信号中の雑音パルスを検出する雑音検出器
であって、該雑音検出器は振幅検出回路と、これに結合
された第１信号比較回路とを具え、該第１信号比較回路
は信号入力端子としきい値入力端子とを有し、雑音検出
器の平均入力レベルに依存する第１しきい値信号と雑音
パルス繰返し周波数に依存する第２しきい値信号とがこ
のしきい値入力端子に供給される雑音検出器において、
前記の振幅検出回路が信号入力端子を経て雑音検出器の
入力端子に接続され且つ包絡線信号出力端子を経て第１
信号比較回路の信号入力端子および第２信号比較回路の
信号入力端子にも接続されており、この包絡線信号出力
端子は第１しきい値信号を形成する為の第１低域通過フ
ィルタにも結合されており、この第１しきい値信号は第
１信号比較回路のしきい値入力端子および第２信号比較
回路のしきい値入力端子に供給され、この第２信号比較
回路は第２しきい値信号を形成する為の第２低域通過フ
ィルタを経て第１信号比較回路のしきい値入力端子に結
合されていることを特徴とする。

本発明による手段を適用すると、前記の包絡線信号にお
ける雑音パルスが雑音検出器の入力信号における雑音パ
ルスに相当し、第２しきい値信号は第２信号比較回路に
おける電界強度に依存する雑音パルス選択と第２低域通
過フィルタにおける積分とによってこの入力信号の雑音
パルスから取出される。第２しきい値信号は第１しきい
値信号と一緒に第１信号比較・回路のしきい値入力端子
に供給される為、電界強度および雑音パルス繰返し周波
数の双方に依存してしきい値レベルの順方向制御が行わ
れる。第２低域通過フィルタを適切に設計するか或いは
その出力信号を適切に増幅するかまたはこれらの双方を
行うことにより第２しきい値信号が入力妨害の繰返し周
波数で充分に太きな値まで増大し、また大きな初期入力
感度の場合でも、すなわち比較的小さく選択される第１
しきい値信号が最低値の際にしきい値レベルを電界強度
および雑音繰返し周波数の双方に制御誤差無く適合せし
めうる。

雑音選択を人間の聴覚に簡単に適合させ、同時にこれと
雑音検出器の入力信号のグイナミソクレンジの量に対し
て不感応とする為には、本発明による雑音検出器の好適
例によれば、出力信号が入力信号の対数に比例して変化
する対数変換回路が振幅検出回路と縦続接続されており
、これらが相俟って雑音検出器の入力信号の対数の包絡
線信号を包絡線信号出力端子に供給する対数レベル検出
回路を構成しているようにする。

この手段を講じると、雑音検出器のしきい値レベルは第
１しきい値信号と第２しきい値信号との積によって決ま
り、これにより得られる雑音基準は実際に通常の信号に
おける妨害の可聴性に対して変化する。また対数変換回
路によればグイナミソクレンジを圧縮する為、雑音選択
基準を簡単な回路を用いてダイナミック入力レンジに依
存せずに実現でき、これらの簡単な回路は比較的小さな
振幅変化範囲内で直線性とする必要があるだけである。

本発明による雑音検出器の他の好適例では、固定しきい
値を２つの信号比較回路のしきい値入力端子にも供給し
、これら双方の信号比較回路のし１　きい値レベルを固
定値だけシフトさせるようになっており、第２信号比較
回路のしきい値入力端子に供給される固定しきい値が第
２信号比較回路の信号入力端子に供給される信号中の平
均雑音レベルを越えるようにする。

本例では、雑音検出器の入力信号、従って包絡線信号出
力端子における信号中の振幅妨害を、大気雑音および熱
雑音の双方またはいずれが一方にによって生じ電界強度
に比べて一般に小さい振幅を有し、高い繰返し周波数で
生じ、通常雑音ピークと称されるものと、例えば多通路
受信のような所定の受信状態によって生じ、２０ＫＨｚ
程度の周波数を有する大きな振幅妨害となる電界強度妨
害と、例えば内燃機関における点火のような人為的な雑
音源によって生じ、一般に電界強度に比べて極めて高い
振幅を有し、比較的低い繰返し周波数で生じる雑音パル
スとに区別しろるという事実を用いている。

上述した手段を適用すると、第２しきい値信号は他の振
幅妨害によって影響を受けることなく前記の雑音パルス
の繰返し周波数を急速に且つ正確に追従する。第２信号
比較回路のしきい値レベルを小さな固定しきい値により
雑音ピークの平均レベルのすぐ上に位置せしめることが
できる為、これらの雑音ピークはこの第２信号比較回路
の入力信号に全く或いは殆んど影響を及ぼさない。これ
によってはこの第２信号比較回路の入力感度が殆んど影
響されない。しかし、大きな振幅の電界強度妨害は第１
低域通過フィルタによって実質的に遅延されることなく
伝達され、第２信号比較回路の信号入力端子およびしき
い値入力端子にほぼ同時に且つ同じ振幅し生しる為、こ
れらの電界強度変化の検出が阻止される。

しかし、それらのパルス形状は特定なものであり且つ繰
返し周波数は低い為、前記の雑音パルスは第１低域通過
フィルタにおいて相当な遅延を受け、従って第２信号比
較回路の入力端子におけるしきい値を越え、これにより
第２しきい値が取出される出力（パルス）信号が得られ
る。

同様に第１信号比較回路が前記の雑音ピークおよび電界
強度妨害に感応しないようにし、且つ、雑音パルス繰返
し周波数に依存して適切に変化するようにしたしきい値
レベルを有するようにした本発明の更に他の好適例では
、第１信号比較回路のしきい値入力端子に供給される固
定しきい値が第２信号比較回路の固定しきい値に等しく
なっており、第２低域通過フィルタは０．１　ＫＨｚ程
度の３ｄＢ遮断周波数を有するようにする。

このような雑音検出器の更に他の好適例では、第２信号
比較回路と第２低域通過フィルタとの間に単安定マルチ
バイブレータ（ワンショット）が配置されており、雑音
繰返し周波数が５ＫＩＩｚ程度に増大するまで第２しき
い値信号の増大を遅延させるしきい値回路が第２低域通
過フィルタと第１信号比較回路のしきい値入力端子との
間に配置されているようにする。

この手段を講じると、平均値を越え、また固定しきい値
を越えるおそれのある雑音ピークが、第２信号比較回路
の感度を減少せしめることなく雑音検出器の検出出力信
号の繰返し周波数の不所望な増大を生ぜしめないように
なる。

本発明の更に他の好適例では、第２信号比較回路が振幅
値をほぼ線形増幅する差動増幅器に結合され、信号入力
端子における信号がこの第２信号比較回路のしきい値入
力端子における信号を越えるようにする。

図面につき本発明を説明する。

第１図はフィリップス社の型番２２ＡＣ８２０の従来の
カーラジオのＰＭ区分を示す。このカーラジオはアンテ
ナ入力端子に結合された無線周波（ＲＦ）部分１を有し
、その後、同調発振器３から発振混合信号が供給される
混合段２と、中間周波（ＩＰ）部分４と、リミッタ兼増
幅器５と、ＦＭ検波器６と、雑音抑圧回路７と、ステレ
オデコーダ兼音声処理部分８と、左右のステレオ音声出
力端子９および１０とが順次に結合されている。

ＲＦ部分１においては到来するＲＦラジオ受信信号から
所望のＲＦ−ＦＭ信号が選択され、混合段２に供給され
、この混合段２において１０．７ＭＨｚのＦＭ中間周波
への周波数変換が行われる。中間周波数の選択および増
幅は■Ｆ部分４で行なわれる。このＩＦ部分４は中間周
波（ＩＰ）結合フィルタ１１と、第１セラミツタフイル
タ１２と、バッファ増幅器Ｉ３と、第２セラミツクフイ
ルタ１４との順次の縦続接続回路を有する。ＩＰ結合フ
ィルタ１１は主として混合段２の出力信号を結合する為
に用いられるも、同時にある程度の中間周波数の選択を
も達成する。ＩＰ結合フィルタ１１は更に、後に説明す
る雑音検出器１６の一部を構成する。実際の中間周波数
の選択はセラミックフィルタ１２および１４によって行
われる。

ＦＭ検波はリミッタ兼増幅器５における任意的な増幅お
よび振幅制限後に聞検波器６において行われ、雑音抑圧
回路７においては、ＦＭ変調信号から或いはステレオ放
送の場合にはステレオ多重信号から妨害が除去される。

この目的の為にはこの雑音抑圧回路７を型番ＴＤＡ１０
０Ｉの集積回路を用いて実現でき、これが、トリガ入力
端子２８に検出信号が発生しているある期間中既知のよ
うに信号レベルを一定に保持する保持皿路（図示せず）
を有するようにする。その後ステレオ多重信号の復号化
（デマトリッキシング）を行ない、他の音声信号処理を
行なって所望のステレオ音声信号を出力端子９および１
０に得る。

上述した受信機は例えば前記のカーラジオの使用書から
知られており、信号処理作動や雑音抑圧方法の他の詳細
な説明は本発明を理解する上で必要ない為に省略する。

　　　　。

本発明による雑音検出器１６は１０．７ＭＨｚの中間周
波搬送波をＦＭ変調した振幅制限されていない所望の中
間周波信号が得られる混合段２の出力端子に結合された
入力端子１５を有する。このＦＭ変調された到来ラジオ
受信信号はＩ’Ｆ結合フィルタ１１を経て減結合された
後、バッファ増幅器１７で増幅され、対数レベル検出回
路１８に供給される。この対数レベル検出回路１８はそ
れ自体既知の方法で前記の到来ラジオ受信信号の包絡線
の対数を形成し、この目的の為に対数変換回路１９と振
幅検出回路２０との縦続接続回路を有しており、対数変
換回路１９の出力信号はその入力信号の対数に比例して
変化し、振幅検出回路２０は回路１９の出力信号の包絡
線を包絡線信号出力端子２１に生ぜしめる。対数レベル
検出回路１８は型番ＴＤＡ１５７６の集積回路を用いて
実現しうる。この回路１８において行われる信号処理の
より一層詳細な説明に関しては、例えば１９８３年１月
に発行されたフィリップス社のデータハンドブックＩ（
：ｌ０ｌ−８３“集積回路”パート１　　（Ｐｈｉｌｉ
ｐｓＤａｔａｈａｎｄｂｏｏｋ　ＩＣＩ　０１−８３　
”　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃ３ｒｃｕｉｔｓ”。

Ｐａｒｔ　１　）のようなこの集積回路の使用書を参照
しうる。

　Ｃ 包絡線信号出力端子２１は信号入力端子２２を経て第１
信号比較回路２３に、且つ第１低域通過フィルタ２４お
よび後に更に説明するしきい値信号発生装置２６を経て
第１信号比較回路２３のしきい値入力端子２５に結合さ
れている。第１低域通過フィルタ２４は一方では包絡線
信号出力端子２１における包絡線信号の平均値の信頼し
うる目安をその出力信号に生ぜしめるのに充分低い遮断
周波数を有し、従って平均電界強度に応じて変化する前
述した第１しきい値信号を生じる。他方ではこの第１低
域通過フ・イルタ２４の遮断周波数は例えば電界強度の
変動や、多通路受信や、フェージング等のようなある受
信状態によって生じる振幅ひずみをいかなる遅延もな（
して通過せしめるのに充分高く選択した。

実際には１００ＫＨｚ程度の遮断周波数が所望の結果を
与えるということを確かめた。　　　　　　　゛第１低
域通過フィルタ２４としきい値入力端子２５との間に配
置したしきい値信号発生装置２６は第１加算回路２９を
有し、この加算回路２９において低域通過フィルタ２４
の出力信号に固定しきい値ｖ０が加１７　　　　　。

算される。これによって得られた和信号は第２信号比較
回路３０に供給され、この比較回路のしきい値レベルを
決定する。第２信号比較回路３０はその信号入力端子を
経て包絡線信号出力端子２１にも結合されており、包絡
線信号がしきい値レベルを越える際に出力信号を生じる
。′このしきい値レベルは、例えばエンジン点火パルス
のような人為的な妨害（人間が形成す：る雑音）によっ
て生ぜしめられる包絡線信号中の雑音ばかりでなく、こ
れらのパルスに比べ著しく小さい、受信状態による振幅
ひずみもこのしきい値レベルを越え且つ例えば雑音によ
って生じる極□めて小さな妨害はこのしきい値レベルよ
りも低く維持されるように選択する。

この目的の為に固定しきい値ｖ０を極めて小さく選択す
る。実際には、対数レベル検出回路１８の入力端子にお
けるｖｏの適切な値は１ｄＢ程度の比率に相当するとい
うことを確かめた。包絡線信号がしきい値レベルを越え
る度に第２信号比較回路３ｏの出力信号は一定のパルス
形状を有するようにできるも、この出力信号の形状を包
絡線信号としきい値レベルとの間の差に比例して変化す
るようにすることもでき、このことを後に詳細に説明す
る。

この出力信号の積分は第２信号比較回路３０の出力端子
に結合された積分回路３１で行なう。この積分回路は雑
音検出器１６に供給される振幅制限されていない到来Ｆ
Ｍ変調中間周波ラジオ信号中の振幅妨害の繰返し周波数
に存在する前述した第２しきい値信号を生じる。

積分回路３１は第２加算回路３２を経て第１信号比較回
路２３のしきい値入力端子２５に結合されている。

この第２加算回路３２においては、第２しきい値信号が
第１しきい値信号と固定しきい値Ｖ。との前述した和に
加算される。

この目的の為に第１加算回路２９の出力端子を第２加算
回路３２の入力端子に結合する。従って、第１信号比較
回路２３のしきい値レベルが順方向に得られ、前記の２
つのしきい値信号と比較的小さな固定しきい値Ｖ。との
和によって決定される。信号入力端子２２における包絡
線信号がこのしきい値レベルを越える場合には、第１信
号比較回路２３が検高信号を単安定マルチバイブレーク
２７に供給され、これによりこの単安定マルチバイブレ
ークがトリガされ、トリガ信号を雑音抑圧回路７のトリ
ガ入力端子２８に供給し、この回路７により雑音パルス
を抑圧する。

雑音検出器１６の入力端子１５において振幅制限されて
いない到来する１０．７ＭＨｚ　ＦＭ変調中間周波ラジ
オ信号の瞬時振幅が雑音パルスに応答して、２つのしき
い値信号の逆対数変換値と固定しきい値ｖ０との積の、
対数変換回路１９の入力端子における値を越える場合に
、包絡線信号がしきい値レベルを越えうる。この積の変
化は主として２つのしきい値信号の変化によって決まる
。平均電界強度や雑　　　　　′音繰返し周波数に依存
してこれらしきい値信号が正しく変化する場合、雑音印
象が最小となるように人間の耳に適合した雑音選択基準
が達成される。

更に、対数変換によれば入力信号のダイナミックレンジ
を可成り圧縮させる為、簡単な回路で明確な雑音選択を
達成しうる。

第２図は本発明による雑音検出器１６の実際例を示し、
第１図に示す回路と同じ機能を有する回路には第１図と
同一符号を付した。

対数レベル検出回路１８は型番ＴＤＡ１５７６の集積回
路１９．２０を有し、その出力端子は図示のようにバイ
アス回路Ｒ＋、Ｄ＋〜Ｄ７＋　Ｒ２およびバッファ段Ｏ
ＡＩを経て包絡線信号出力端子２１に結合されている。

バイアス回路ＲＩ＋　ＤＩ〜Ｄ７．　Ｒ２およびバッフ
ァ段〇へ１は主として動作点を設定し且つインピーダン
ス整合をする作用をする。

包絡線信号出力端子２１に結合された前述した第１低域
通過フィルタ２４と、第１加算回路２９と、固定しきい
値ν。の発生とは回路２４．２９を用いて実現する。こ
の回路２４．２９は抵抗回路網Ｒ３〜Ｒ７を有し、これ
らの抵抗のうち３つの抵抗Ｒ８〜Ｒ５は包絡線信号出力
端子２１と大地との間に直列に接続されている。。抵抗
Ｒ３およびＲ４の相互接続点は平滑コンデンサＣ１を経
て大地に交流結合され、且つ演算増幅器〇八２の非反転
入力端子にも直接結合されている。

抵抗Ｒ４およびＲ５間の相互接続点は抵抗Ｒ６を経て抵
抗Ｒ７とツェナーダイオードＤとの間の相互接続点に接
続され、この抵抗Ｒ１およびこのツェナーダイオードＤ
は電源電圧点と大地との間に直列に配置されている。抵
抗Ｒ３〜Ｒ１は、一方ではツェナーダイオードＤの端子
間の固定電圧の所望部分（３０ｍＶ）が固定しきい値電
圧ｖ０として、演算増幅器〇八、の非反転入力端子に供
給される信号に加わるように、他方では抵抗Ｒ３〜Ｒヮ
とツェナーダイオードＤの微分抵抗とが平滑コンデンサ
Ｃ１と相俟って、１００ＫＨｚ程度の遮断周波数を有す
るＲＣ低域″ａ過フィルタを構成するように選択する。

演算増幅器０＾２は出力端子と反転入力端子との間に接
続された負帰還抵抗Ｒ７により負帰還され、この反転入
力端子は抵抗Ｒ８を経て接地されている。演算増幅器０
＾２の利得はこれらの抵抗ＲｅおよびＲ７により抵抗回
路’ｉＪ４　Ｒ３〜Ｒ１における信号損失を補償するよ
うに調整される。

第２信号比較回路３０は演算作動増幅器〇八、により実
現され、この増幅器の非反転入力端子は包絡線信号出力
端子２１からの包絡線信号が供給される信号入力端子と
して作用し、反転入力端子は演算増幅器ＯＡ２の出力信
号、すなわち前述した第１しきい値信号が供給されるし
きい値入力端子として作用する。演算作動増幅器ＯＡ３
の２つの入力端子における信号の振幅は雑音パルスの発
生時にのみ可成り相違するものであり、雑音パルスがな
い場合には低い固定しきい値Ｖ。だけしか相違しない為
、この演算作動増幅器ＯＡ３の出力パルス信号は包絡線
信号における前記の雑音パルスに相当する。

第２信号比較回路３０の出力端子ｔ１における第２低域
通過フィルタ３１はトランジスタＴ、のコレクタ中に含
まれる並列のＲＣ低域通過フィルタＲＩＳＩＲ１６１Ｃ
４により実現される。ベースがコンデンサＣ３を経て交
流接地されているエミッタ結合トランジスタＴ２はトラ
ンジスタＴＩと相俟って作動増幅器Ｔ、、　Ｔ２を構成
する。この作動増幅器ＴＩ、Ｔ２には出力端子ｔ、から
結合コンデンサＣ２を経て雑音パルスが供給される。ト
ランジスタＴ１およびＴ２はベースバイアス抵抗Ｒ＋ｏ
　”’Ｒ＋＋により互いに等しいベース電圧にバイアス
される。しかし、トランジスタＴ、およびＴ２のエミッ
タ間には抵抗１ｉｒａが配置され、トランジスタＴ２の
エミッタと抵抗ＲＩ４　との間の相互接続点は共通エミ
ッタ電流源Ｉに接続されている。

抵抗ＲＩ４を適当に選択することにより、トランジスタ
Ｔ、は妨害が無い際に丁度無電流状態となり雑音パルス
の発生時に導通するようになる。ベースにおける雑音パ
ルスによるトランジスタＴ、の脈動コレクタ電流は並列
ＲＣ低域通過フィルタＲＩ５＋ＲＩ６＋０４のコンデン
サＣ４中に積分される為、雑音パルスの振幅および繰返
し周波数の双方に比例する電圧がこのコンデンサＣ４の
両端間に生じる。

並列ＲＣ低域通過フィルタＲ１５＋　Ｒ＋ｂ＋Ｃａの並
列抵抗ＲＩ５＋ＲＩ６の抵抗部分１？＋ｓの両端間に得
られるこのコンデンサ電圧の一部分はしきい値電圧回路
Ｔ３＋ＲＩ７１ＲＩＢの一部を形成するトランジスタＴ
、のベースに供給される。抵抗部分ＲＩ５の端子間電圧
がトランジスタＴ３のベース−エミッタ電圧（＃　６０
０ｍＶ）を越えるとこのトランジスタＴ３が導通する。

トランジスタＴ３のコレクタ電流の一部が第２しきい値
信号としてしきい値電圧回路Ｔ＋、Ｒ＋、＋Ｒ＋ｅの分
圧器Ｒ１７１ＲＩ８および端子ｔ２を経て第２加算回路
３２に供給される。コレクタ電流の増大は雑音量の増大
が前記のベース−エミッタ電圧に相当する値に達するま
で遅延される。従って、前記の雑音パルス以外の信号中
の振幅妨害であって、これらが第２信号比較回路３０を
通過しうる程度に平均振幅とは相違している振幅妨害に
よって最終的な雑音パルス検出が全く或いは殆ど影響を
受けない。

第２加算回路３２は演算増幅器〇八、を用いて実現させ
、その非反転入力端子では、第１加算回路２９の出力端
子から入力抵抗Ｒ２゜を経て供給される第１しきい値信
号および固定しきい値Ｖ。と、第２低域通過フィルタ３
１からトランジスタＴ３、端子ｔ２および入力抵抗ＲＩ
９を順次に経て供・給される第２しきい値信号とが互い
に加算される。演算増幅器ＯＡａはその出力端子と反転
入力端子との間に接続した負帰還抵抗Ｉ？２２を経て負
帰還され、この反転入力端子は抵抗＋１２１を経て接地
されている゛。これらの抵抗Ｒ１１＋およびＲ２□によ
れば、２つのしきい値信号の加算時に生じる信号減衰を
補償するように演算増幅器ＯＡ４の利得が調整される。

・第２加算回路３２の出力信号は第１信号比較回路２３
のしきい値しベルを決定する。この第１信号比較回路は
演算増幅器ＯＡ３の動作モードに相当する動作モードを
有する演算増幅器ＯＡ５を以って構成される。こ”の演
算増幅器０ｉ１５の反転入力端子はしきい値入力端子２
５として機能し、演算増幅器ＯＡ４の出力端子に結合さ
れている。演算増幅器ＯＡ’ｓの非反転入力端子は信号
入力端子２５として機能し、包絡線信号出力端子２１に
結合されている。

演算増幅器ＯＡ５の出力端子は型番１１ＥＦ４５３８Ｂ
Ｐの集積回路より成る単安定マルチバイブレーク２７に
結合されている。図示の実施例では型番ＮＥ５５３５Ｎ
の集積回路を演算増幅器ＯＡ、、Ｏ＾２およびＯＡ、に
対し用い、型番ＬＭＩ”１’９の集”積回路を演算増幅
器ｏＡ。

およびＯＡ５に対し用いる。ダイオードＤ、〜Ｄ７は型
番ＢＡＷ６’２とし、ツェナーダイオードは型番ＢＺ、
　７５Ｃ２Ｖ８とし、個々の抵抗およびコンデンサは以
下の値とした。

抵抗（値Ω） Ｒ，：３．９　ｋ　　Ｒ６：２．２　ｋ　　Ｊ＋：１−
８　ｋ　　Ｒ＋６：２．２　ｋ　　Ｒ２１：　３９　ｋ
Ｒ２：３００　ｋ　　Ｒ７：　　１　ｋ　　Ｒ＋ｚ：　
１０　ｋ　　Ｒ１７：２．２　ｋ　　Ｒ２２ニア、３　
ｋＲ＊：　２７　ｋ　　Ｒｅ：　２７　ｋ　　Ｒ１３：
　１５　ｋ　　Ｒ１１１：５．６　ｋＲｎ：］１０ｋ　
　Ｒｑ：ＩＯｋ　　１７１４：５６０　　１？Ｉ９１．
００ｋＩ？ｓ：２２ＯＲ＋ｏ：１０　ｋ　　Ｒ＋ｓ：　
１２　ｋ　　Ｒｚｏ：　２７　ｋコンデンサ（値Ｆ） Ｃ＋：　６８　ｐ Ｃｚ：１．０Ｏｎ Ｃ３：１００ｎ Ｃ４：１０００ 第３図は第２図の回路の端子賃、およびｔ２間の回路部
分であって雑音パルスの振幅に依存しない第２しきい値
信号を得る部分の他の例を示す。この目的の為に端子ｔ
１を単安定マルチバイブレーク３３に結合し、この単安
定マルチバイブレータ３３により第２信号比較回路３０
から端子１．を経て供給される各電流パルスを１つの同
じパルス形状に変換する。同一形状のこれら雑音パルス
の積分は、単安定マルチバイブレーク３３の出力端子に
結合された直列抵抗Ｒ２３と接地された並列ＲＣ回路網
Ｒｚ＋ｖ＋Ｃｓを具え、０．１ＫＨｚ程度の３ｄＢ遮断
周波数を有する第２低域通過フィルタ３１で行われる。

この並列ＲＣ回路網の両端間の電圧の一部は分圧器Ｒ２
Ｓ＋　ＤＲＩ　Ｒ２６を経て端子ｔ２に印加される。こ
の分圧器Ｒ２５１ＤＢ１Ｒ２６もしきい値電圧回路とし
て機能する。本例では、端子ｔ２がこの分圧器Ｒ２５１
ＤＲＩ　ＲＺ６のダイオードＤＢと接地抵抗Ｒ２６との
間の接続点に結合されている。ダイオードＤ８は、パル
ス繰返し周波数が増大する際に端子ｔ２における電圧の
増大を減少させ、第２信号比較回路３０を通過し単安定
マルチバイブレーク３３をトリガする程度に大きな値の
妨害振幅が第２しきい値信号に極めて大きく影響を及ぼ
すのをこの回路に対しても減少させるようにするのに用
いられる。

実際の例ではダイオードＤ８を型番ＢＡＸ１４　とし、
構成素子の値は以下のようにした。

Ｒ２３：　５６にΩ Ｒ２４：　１００　ＫΩ Ｃ：　２２０　ｎＦ Ｒ２５：　２２にΩ Ｒ２６：８．２にΩ

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明による雑音検出器を有するＦ）１ラジ
オ受信機を示すブロック線図、 第２図は、本発明による雑音検出器の実際の例を示す回
路図、 第３図は、本発明による雑音検出器の一部の他の実際の
例を示す回路図である。 １・・・無線周波（ＲＦ）部分 ２・・・混合段　　　　　３・・・同調発振器４・・・
中間周波（ＴＦ）部分 ５・・・リミッタ兼増幅器 ６・・・ＦＭ検出器　　　　７・・・雑音抑圧回路８・
・・ステレオデコーダ兼音声処理部分９・・・左音声出
力端子 １０・・・右音声出力端子 １１・・・中間周波（ＩＰ）結合フィルタ１２・・・第
１セラミツクフイルタ １３．１７・・・バッファ増幅器 １４・・・第２セラミツクフイルタ １５・・・１６の入力端子　　１６・・・雑音検出器１
８・・・対数レベル検出回路 １９・・・対数変換回路　　２０・・・振幅検出回路２
１・・・包絡線信号出力端子 ２３・・・第１信号比較回路 ２４・・・第１低域通過フィルタ ２５・・・しきい値入力端子 ２６・・・しきい値信号発生装置 ２７・・・単安定マルチバイブレーク ２８・・・トリガ入力端子　２９・・・第１加算回路３
０・・・第２信号比較回路

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、搬送波を変調した、振幅制限されていない到来ラジ
   オ受信信号中の雑音パルスを検出する雑音検出器であっ
   て、該雑音検出器は振幅検出回路と、これに結合された
   第１信号比較回路とを具え、該第１信号比較回路は信号
   入力端子としきい値入力端子とを有し、雑音検出器の平
   均入力レベルに依存する第１しきい値信号と雑音パルス
   繰返し周波数に依存する第２しきい値信号とがこのしき
   い値入力端子に供給される雑音検出器において、前記の
   振幅検出回路が信号入力端子を経て雑音検出器の入力端
   子に接続され且つ包絡線信号出力端子を経て第１信号比
   較回路の信号入力端子および第２信号比較回路の信号入
   力端子にも接続されており、この包絡線信号出力端子は
   第１しきい値信号を形成する為の第１低域通過フィルタ
   にも結合されており、この第１しきい値信号は第１信号
   比較回路のしきい値入力端子および第２信号比較回路の
   しきい値入力端子に供給され、この第２信号比較回路は
   第２しきい値信号を形成する為の第２低域通過フィルタ
   を経て第１信号比較回路のしきい値入力端子に結合され
   ていることを特徴とする雑音検出器。 ２、特許請求の範囲第１項に記載の雑音検出器において
   、固定しきい値を２つの信号比較回路のしきい値入力端
   子にも供給し、これら双方の信号比較回路のしきい値レ
   ベルを固定値だけシフトさせるようになっており、第２
   信号比較回路のしきい値入力端子に供給される固定しき
   い値が第２信号比較回路の信号入力端子に供給される信
   号中の平均雑音レベルを越えるようになっていることを
   特徴とする雑音検出器。 ３、特許請求の範囲第２項に記載の雑音検出器において
   、第１信号比較回路のしきい値入力端子に供給される固
   定しきい値が第２信号比較回路の固定しきい値に等しく
   なっており、第２低域通過フィルタは０．１ＫＨｚ程度
   の３ｄＢ遮断周波数を有することを特徴とする雑音検出
   器。 ４、特許請求の範囲第２項または第３項に記載の雑音検
   出器において、第２信号比較回路と第２低域通過フィル
   タとの間に単安定マルチバイブレータ（ワンショット）
   が配置されており、雑音繰返し周波数が５ＫＨｚ程度に
   増大するまで第２しきい値信号の増大を遅延させるしき
   い値回路が第２低域通過フィルタと第１信号比較回路の
   しきい値入力端子との間に配置されていることを特徴と
   する雑音検出器。 ５、特許請求の範囲第２項または第３項に記載の雑音検
   出器において、第２信号比較回路が振幅値をほぼ線形増
   幅する差動増幅器に結合され、信号入力端子における信
   号がこの第２信号比較回路のしきい値入力端子における
   信号を越えるようになっていることを特徴とする雑音検
   出器。 ６、特許請求の範囲第１〜５項のいずれか１つに記載の
   雑音検出器において、出力信号が入力信号の対数に比例
   して変化する対数変換回路が振幅検出回路と縦続接続さ
   れており、これらが相俟って雑音検出器の入力信号の対
   数の包絡線信号を包絡線信号出力端子に供給する対数レ
   ベル検出回路を構成していることを特徴とする雑音検出
   器。 ７、特許請求の範囲第６項に記載の雑音検出器において
   、第１信号比較回路のしきい値入力端子に供給される固
   定しきい値が対数変換回路の入力端子において１ｄＢ程
   度の比率に相当するようになっていることを特徴とする
   雑音検出器。