JPS613216A - 調整直流電圧コンバータの調整兼制御装置用給電回路 - Google Patents
調整直流電圧コンバータの調整兼制御装置用給電回路Info
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- JPS613216A JPS613216A JP60119903A JP11990385A JPS613216A JP S613216 A JPS613216 A JP S613216A JP 60119903 A JP60119903 A JP 60119903A JP 11990385 A JP11990385 A JP 11990385A JP S613216 A JPS613216 A JP S613216A
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- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 title claims description 22
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 26
- 230000001276 controlling effect Effects 0.000 claims description 9
- 230000033228 biological regulation Effects 0.000 description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 238000012544 monitoring process Methods 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000005611 electricity Effects 0.000 description 1
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M1/36—Means for starting or stopping converters
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y10—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
- Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y10S323/00—Electricity: power supply or regulation systems
- Y10S323/901—Starting circuits
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- Power Engineering (AREA)
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- Continuous-Control Power Sources That Use Transistors (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、調整直流電圧コンバータの調整兼制御装置を
給電する回路であって、次の特徴、即ち、（ａ）直流電
圧コンバータの入力電圧のスイッチオン時に第１トラン
ジスタが導通してそのエミッタ電流が充電コンデンサを
充電し、この充電コンデンサから調整兼制御装置が給電
され、 （ｂ）直流電圧コンバータが動作するとすぐにこのコン
バータが充分大きな補助電圧を出力し、以後はこの電圧
により前記充電コンデンサが第１ダイオードを経て充電
され、且つその結果前記第１トランジスタが遮断される
よう構成されている給電回路に関するものである。
給電する回路であって、次の特徴、即ち、（ａ）直流電
圧コンバータの入力電圧のスイッチオン時に第１トラン
ジスタが導通してそのエミッタ電流が充電コンデンサを
充電し、この充電コンデンサから調整兼制御装置が給電
され、 （ｂ）直流電圧コンバータが動作するとすぐにこのコン
バータが充分大きな補助電圧を出力し、以後はこの電圧
により前記充電コンデンサが第１ダイオードを経て充電
され、且つその結果前記第１トランジスタが遮断される
よう構成されている給電回路に関するものである。
Ｊ、 Ｉ！ｌ１ｒｓｔｅｈｕｂｅ編集の文献［５ｃｈａ
ｌｔｎｅｚｔｅｉｌｅＪ（詳しくは、１９８２年西独１
０００ ベルリン１２所在のＶＤＥ Ｖｅｒｌａｇ発
行、Ｊ、 ｕ、ａ、ＬｓｔｅｈｕｂｅｌＪ集の文献「５
ｃｈａｌｔｎｅｚｔｅｉｌｅ ＪにおけるＨ、 Ｗ、ｌ
’ｊｔｊｅｎｓの論文ｒＴｅｃｈｎｉｓｈ−ｗｉｒｔｓ
ｃｈａｆｔｌｉｃｈｅ Ｇｅ５ｉｃｈｔｓｐｕｎｋｔｅ
ｂｅｉ ｄｅｒ ８ｎｔｗｉｃｋｌｕｎｇ ｕｎｄ
Ｆｅｒｔｉｇｕｎｇ ａｍ Ｂｅ１ｓｐｉｅｌｅｉｎｅ
ｓ ４Ｑ−ｗ−Ｄｕｒｃｈｆｌｕｓｓｗａｎｄｌｅｒ−
３ｃｈａｌｔｎｅｔｚｔｅｉｌｓ） Ｊの第４０６頁
の第１１．１１図及び第４１０頁の第１１．１４図には
、上述の回路をサブ回路として含む回路配置が開示され
ている。以下の考察にとって重要なこの既知の回路の特
徴を第１図に示す。
ｌｔｎｅｚｔｅｉｌｅＪ（詳しくは、１９８２年西独１
０００ ベルリン１２所在のＶＤＥ Ｖｅｒｌａｇ発
行、Ｊ、 ｕ、ａ、ＬｓｔｅｈｕｂｅｌＪ集の文献「５
ｃｈａｌｔｎｅｚｔｅｉｌｅ ＪにおけるＨ、 Ｗ、ｌ
’ｊｔｊｅｎｓの論文ｒＴｅｃｈｎｉｓｈ−ｗｉｒｔｓ
ｃｈａｆｔｌｉｃｈｅ Ｇｅ５ｉｃｈｔｓｐｕｎｋｔｅ
ｂｅｉ ｄｅｒ ８ｎｔｗｉｃｋｌｕｎｇ ｕｎｄ
Ｆｅｒｔｉｇｕｎｇ ａｍ Ｂｅ１ｓｐｉｅｌｅｉｎｅ
ｓ ４Ｑ−ｗ−Ｄｕｒｃｈｆｌｕｓｓｗａｎｄｌｅｒ−
３ｃｈａｌｔｎｅｔｚｔｅｉｌｓ） Ｊの第４０６頁
の第１１．１１図及び第４１０頁の第１１．１４図には
、上述の回路をサブ回路として含む回路配置が開示され
ている。以下の考察にとって重要なこの既知の回路の特
徴を第１図に示す。
未調整電圧０１が調整直流電圧コンバータＧＷの一次側
に供給される。この電圧Ｕ１は主電源整流器（図示せず
）により整流された主電源電圧である。
に供給される。この電圧Ｕ１は主電源整流器（図示せず
）により整流された主電源電圧である。
直流電圧コンバータＧＷのスイッチングトランジスタを
駆動し且つデユーティサイクルを制御し得るようにする
ためには関連する素子、即ち調整器、発振器及び監視及
び保護機能を行うその他の素子に電圧を供給する必要が
ある。これら素子を第１図にはユニット’ｊＲｓで線図
的に示しである。このユニッ） ＵＲ３は直流電圧コン
バータＧＷの始動段階中、即ちこのコンバータのスイッ
チオン後のある時間インターバル中、電圧Ｕ１により電
圧が供給される。次いで直流電圧コンハークが動作し、
ユニット’ＯＲｓがこれに応じて動作する場合、直流電
圧コンバータの入力電圧ｕ１によるユニッ） ＵＲ３の
給電がスイッチオフされ、以後の給電は直流電圧コンバ
ータＧ１１ｌの二次側の補助電圧ＯＨにより行われる。
駆動し且つデユーティサイクルを制御し得るようにする
ためには関連する素子、即ち調整器、発振器及び監視及
び保護機能を行うその他の素子に電圧を供給する必要が
ある。これら素子を第１図にはユニット’ｊＲｓで線図
的に示しである。このユニッ） ＵＲ３は直流電圧コン
バータＧＷの始動段階中、即ちこのコンバータのスイッ
チオン後のある時間インターバル中、電圧Ｕ１により電
圧が供給される。次いで直流電圧コンハークが動作し、
ユニット’ＯＲｓがこれに応じて動作する場合、直流電
圧コンバータの入力電圧ｕ１によるユニッ） ＵＲ３の
給電がスイッチオフされ、以後の給電は直流電圧コンバ
ータＧ１１ｌの二次側の補助電圧ＯＨにより行われる。
このとき到達した状態を以後、直流電圧コンバータの動
作状態と称す。
作状態と称す。
特に、次の処理が行われる。入力電圧口、がスイッチオ
ン後に増大する場合、トランジスタＴ９が抵抗Ｒ３５，
Ｒ３６及びＲ３７により調整される電位状態のために導
通ずる。この導通トランジスタＴ９は充電コンデンサＣ
１７を充電し、これによりユニット°１３Ｒ３が給電さ
れる。充電コンデンサＣ１７の電圧がしきい値電圧に到
達すると（関連するモニタ回路がユニットｂＲ８に含ま
れている）、トランジスタＴ９の導通が、トランジスタ
ＴＩＯにより充電コンデンサＣ１７の電圧が略々しきい
値電圧になる程度に下げられる。しばらくするとその最
大値に増大した補助電圧によってコンデンサＣ１７はダ
イオード０１８を経てしきい値電圧以上の値に充電され
る。従って、ユニッ） ｊＲｓはトランジスタＴＩＯを
完全に導通させ、従ってトランジスタＴ９が遮断されて
ユニッ）’＋３Ｒ３の給電は補助電圧ＩＪＨによっての
み行われるようになる。
ン後に増大する場合、トランジスタＴ９が抵抗Ｒ３５，
Ｒ３６及びＲ３７により調整される電位状態のために導
通ずる。この導通トランジスタＴ９は充電コンデンサＣ
１７を充電し、これによりユニット°１３Ｒ３が給電さ
れる。充電コンデンサＣ１７の電圧がしきい値電圧に到
達すると（関連するモニタ回路がユニットｂＲ８に含ま
れている）、トランジスタＴ９の導通が、トランジスタ
ＴＩＯにより充電コンデンサＣ１７の電圧が略々しきい
値電圧になる程度に下げられる。しばらくするとその最
大値に増大した補助電圧によってコンデンサＣ１７はダ
イオード０１８を経てしきい値電圧以上の値に充電され
る。従って、ユニッ） ｊＲｓはトランジスタＴＩＯを
完全に導通させ、従ってトランジスタＴ９が遮断されて
ユニッ）’＋３Ｒ３の給電は補助電圧ＩＪＨによっての
み行われるようになる。
この給電の切換えは一般に極めて高い入力電圧Ｕ１によ
る充電コンデンサＣ１７の充電と関連する電ツノ消費を
低減するために行われる。２２０Ｖ幹線電源の場合、入
力電圧は３００ｖ程度であり、このため例えば数ワット
程度の電力消費が、充電コンデンサＣ１７の充電電流が
流れる抵抗Ｒ３６において生ずる。
る充電コンデンサＣ１７の充電と関連する電ツノ消費を
低減するために行われる。２２０Ｖ幹線電源の場合、入
力電圧は３００ｖ程度であり、このため例えば数ワット
程度の電力消費が、充電コンデンサＣ１７の充電電流が
流れる抵抗Ｒ３６において生ずる。
然しトランジスタＴ９が遮断して抵抗Ｒ３６を経て電流
が何も流れない場合でも抵抗Ｒ３５及びトランジスタＴ
ＩＯのコレクターエミッタ通路を流れる電流がＩＷにの
ぼる電力損を生じ得る。動作状態においては更にダイオ
ード０１９及び抵抗Ｒ３７を経る充電コンデンサＣ１７
の放電により電力損が生ずる。
が何も流れない場合でも抵抗Ｒ３５及びトランジスタＴ
ＩＯのコレクターエミッタ通路を流れる電流がＩＷにの
ぼる電力損を生じ得る。動作状態においては更にダイオ
ード０１９及び抵抗Ｒ３７を経る充電コンデンサＣ１７
の放電により電力損が生ずる。
これらの電力損はスイッチング主電源部の効率を低減し
、特に低電力を伝送しようとする場合に問題となる。
、特に低電力を伝送しようとする場合に問題となる。
本発明は動作状態中の電力損を実際上無視し得る程度と
した調整直流電圧コンバータの調整兼制御装置用給電回
路を提供することにある。
した調整直流電圧コンバータの調整兼制御装置用給電回
路を提供することにある。
本発明は、この目的を達成するために、上述した種類の
給電回路において、 （Ｃ）直流電圧コシバークの入力端子用電圧源と相まっ
て、スイッチオンおよびオフし得る定電流源を構成する
定電流回路を設け、この定電流源の負荷端子間に第１ツ
ェナーダイオードを配置すると共に前記第１トランジス
タのベース−エミッタダイオードと前記充電コンデンサ
の直列回路を前記第１ツェナーダイオードに並列に接続
し、（ｄ）前記充電コンデンサの電圧が前記ツェナーダ
イオードにより発生される基準電圧より所定値だけ大き
くなる又は小さくなると同時に前記定電流源をスイッチ
オン又はオフするしきい値スイッチを設け、且つ （ｅ）前記定電流源がスイッチオフされているときでも
、第１高オーム抵抗と前記第１ツェナーダイオードを含
み直流電圧コンバータの入力電圧が加わる電流通路の電
流により前記第１ツェナーダイオードに基準電圧を維持
するように構成したことを特徴とする。
給電回路において、 （Ｃ）直流電圧コシバークの入力端子用電圧源と相まっ
て、スイッチオンおよびオフし得る定電流源を構成する
定電流回路を設け、この定電流源の負荷端子間に第１ツ
ェナーダイオードを配置すると共に前記第１トランジス
タのベース−エミッタダイオードと前記充電コンデンサ
の直列回路を前記第１ツェナーダイオードに並列に接続
し、（ｄ）前記充電コンデンサの電圧が前記ツェナーダ
イオードにより発生される基準電圧より所定値だけ大き
くなる又は小さくなると同時に前記定電流源をスイッチ
オン又はオフするしきい値スイッチを設け、且つ （ｅ）前記定電流源がスイッチオフされているときでも
、第１高オーム抵抗と前記第１ツェナーダイオードを含
み直流電圧コンバータの入力電圧が加わる電流通路の電
流により前記第１ツェナーダイオードに基準電圧を維持
するように構成したことを特徴とする。
本発明給電回路によれば定電流源の使用により直流電圧
コンバータの始動段階中の電力損は入力端子の増大に伴
い直線的に増大するだけであるという利点を提供する（
これに対し上述の従来技術では電力消費が入力端子の増
大につれて二次関数的に増大する）。
コンバータの始動段階中の電力損は入力端子の増大に伴
い直線的に増大するだけであるという利点を提供する（
これに対し上述の従来技術では電力消費が入力端子の増
大につれて二次関数的に増大する）。
直流電圧コンバータの動作状態においては主な電力損は
直流電圧コンバータの人力リード線間の横方向ブランチ
に含まれる前記の第１高オーム抵抗において生じ、この
抵抗は高い抵抗値（ＬＭΩ以上）を有するため、３００
ｖの入力端子のときでも電力損はｌＱＱｍｌｌｌ以下に
なる。
直流電圧コンバータの人力リード線間の横方向ブランチ
に含まれる前記の第１高オーム抵抗において生じ、この
抵抗は高い抵抗値（ＬＭΩ以上）を有するため、３００
ｖの入力端子のときでも電力損はｌＱＱｍｌｌｌ以下に
なる。
有利な実施例は特許請求の範囲の実施態様項に記載しで
ある。
ある。
図面につき本発明の詳細な説明する。
第２図は本発明給電回路を示す。第１図に示す従来の給
電回路においては、従来技術の説明を容易にするために
前記刊行物の第１１．１１図及び第１１゜１４図に使用
されている素子の符号と同一の符号を使用したが、以下
の第２図の説明においては第１図の素子と関連する素子
にはその符号の後にに）をつけて第１図の素子の符号を
記しである。第１及び第２図に同一の符号で示す素子及
び電気量は同一の機能を有するものである。
電回路においては、従来技術の説明を容易にするために
前記刊行物の第１１．１１図及び第１１゜１４図に使用
されている素子の符号と同一の符号を使用したが、以下
の第２図の説明においては第１図の素子と関連する素子
にはその符号の後にに）をつけて第１図の素子の符号を
記しである。第１及び第２図に同一の符号で示す素子及
び電気量は同一の機能を有するものである。
第２図において、電圧源（図示せず）が調整直流電圧コ
ンバータＧＷに入力端子ｕ１を供給する。この図示して
ない電圧源と相まって、定電流回路として設計されたバ
イポーラＩＣがスイッチオン及びオフし得る定電流源１
１１．ＩＣを構成する。バイポーラＩＣの接続点Ａを図
示してない電圧源の正端子に接続する。この電圧源の負
端子とバイポーラＩＣのＩＢＭ点Ｂとがスイッチオン及
びオフし得る定電流源ｕｉ、＋ｃの負荷端子を構成する
。
ンバータＧＷに入力端子ｕ１を供給する。この図示して
ない電圧源と相まって、定電流回路として設計されたバ
イポーラＩＣがスイッチオン及びオフし得る定電流源１
１１．ＩＣを構成する。バイポーラＩＣの接続点Ａを図
示してない電圧源の正端子に接続する。この電圧源の負
端子とバイポーラＩＣのＩＢＭ点Ｂとがスイッチオン及
びオフし得る定電流源ｕｉ、＋ｃの負荷端子を構成する
。
ツェナータイオードＺ１を負荷端子間に配置する。
直流電圧コンバータＧＷの調整兼制御装置Ｒ３を給電す
るトランジスタＴｌ （Ｔ９）のベースーエミツクグイ
オートとダイオードＤ２と充電コンデンサＣ（Ｃ１７）
の直列回路をツェナーダイオードＺ１に並列に接続する
。トランジスタＴ１のコレクタはツェナーダイオードＺ
２を経て定電流回路ＩＣの接続点Ａに接続する。ダイオ
ードＤ２はトランジスタＴ１が逆モードで動作しないよ
うにするものである。
るトランジスタＴｌ （Ｔ９）のベースーエミツクグイ
オートとダイオードＤ２と充電コンデンサＣ（Ｃ１７）
の直列回路をツェナーダイオードＺ１に並列に接続する
。トランジスタＴ１のコレクタはツェナーダイオードＺ
２を経て定電流回路ＩＣの接続点Ａに接続する。ダイオ
ードＤ２はトランジスタＴ１が逆モードで動作しないよ
うにするものである。
電圧Ｕ１がスイッチオンされると、この電圧Ｕｌが以下
に正確に示す値を越える場合に定電流源旧、ＩＣも完全
にスイッチオンされる。定電流源［ＩＣ，Ｉｃの電流に
よりツェナーダイオードＺ１に発生する基準電圧Ｕｒ、
、ｆ はトランジスタＴ１を導通させることができる。
に正確に示す値を越える場合に定電流源旧、ＩＣも完全
にスイッチオンされる。定電流源［ＩＣ，Ｉｃの電流に
よりツェナーダイオードＺ１に発生する基準電圧Ｕｒ、
、ｆ はトランジスタＴ１を導通させることができる。
しかし、電圧旧がツェナーダイオードＺ２を導通させる
程度に増大するまではこのトランジスタＴＩは実際には
導通されず、従って充電コンデンサＣは充電されない。
程度に増大するまではこのトランジスタＴＩは実際には
導通されず、従って充電コンデンサＣは充電されない。
ツェナーダイオードＺ２は直流電圧コンバータＧＷが全
く又は完全に動作しないように作用する。このコンバー
タの完全な動作のためには入力電圧［１゜が最小電圧０
１１を越えると共に調整兼制御装置Ｒ３の給電電圧ＵＣ
が最小値［ＩＣ，を越える必要がある。
く又は完全に動作しないように作用する。このコンバー
タの完全な動作のためには入力電圧［１゜が最小電圧０
１１を越えると共に調整兼制御装置Ｒ３の給電電圧ＵＣ
が最小値［ＩＣ，を越える必要がある。
電圧ｕＣが最小電圧ＵＣ，（約８Ｖ）より小さい場合に
は例えば調整兼制御装置Ｒ３内に含まれる発振器か始動
しない。入力端子口。がその最小電圧０１゜より小さい
場合には、直流電圧コンバータＧ１１ｌはその出力電圧
を所望の最小値に安定化することができない（［１１，
は出力電圧の最小値により決まる）。
は例えば調整兼制御装置Ｒ３内に含まれる発振器か始動
しない。入力端子口。がその最小電圧０１゜より小さい
場合には、直流電圧コンバータＧ１１ｌはその出力電圧
を所望の最小値に安定化することができない（［１１，
は出力電圧の最小値により決まる）。
これがため、ツェナーダイオードＺ２のツェナー電圧を
０１．−ＵＣ，−ＵＳ−ＵＤより大きく選択すれば（Ｕ
ＳはトランジスタＴ１の飽和電圧及びＵｎはダイオード
Ｄ２の純方向電圧）、電圧Ｕ１が電圧Ｕ１□を越える場
合にのみ電圧ＵＣｍを得ることができる。
０１．−ＵＣ，−ＵＳ−ＵＤより大きく選択すれば（Ｕ
ＳはトランジスタＴ１の飽和電圧及びＵｎはダイオード
Ｄ２の純方向電圧）、電圧Ｕ１が電圧Ｕ１□を越える場
合にのみ電圧ＵＣｍを得ることができる。
トランジスタＴ１を経るコンデレサＣの充電はコンデン
サＣの電圧ＵＣが基準電圧し、、ｆより２１ＪＤだけ低
い値になるとき終了し、実際上このときトランジスタＴ
１は遮断される（ここでＵＯはダイオードの順方向電圧
）。充電コンデンサＣの電圧が減少するとトランジスタ
Ｔ１が再び導通してコンデンサＣが再充電される。
サＣの電圧ＵＣが基準電圧し、、ｆより２１ＪＤだけ低
い値になるとき終了し、実際上このときトランジスタＴ
１は遮断される（ここでＵＯはダイオードの順方向電圧
）。充電コンデンサＣの電圧が減少するとトランジスタ
Ｔ１が再び導通してコンデンサＣが再充電される。
直流電圧コンバータＧＷが動作すると、このコンバータ
Ｇ１１ｉの二次側の変成器巻線から取り出される補助電
圧の振幅が増大して充電コンデンサＣがダイオード旧（
Ｕ１８）を経て更に充電されてその電圧ＵＣが基準電圧
しｅｆを越えるようになる。充電コンデンサＣの電圧が
基準電圧を２００だけ越えると、抵抗Ｒ５、ダイオード
Ｄ３及びトランジスタＴ４を具えるしきい値スイッチＳ
が定電流源旧、ＩＣをスイッチオフし、このとき直流電
圧コンバータＧＷがアクティブモードで動作する。
Ｇ１１ｉの二次側の変成器巻線から取り出される補助電
圧の振幅が増大して充電コンデンサＣがダイオード旧（
Ｕ１８）を経て更に充電されてその電圧ＵＣが基準電圧
しｅｆを越えるようになる。充電コンデンサＣの電圧が
基準電圧を２００だけ越えると、抵抗Ｒ５、ダイオード
Ｄ３及びトランジスタＴ４を具えるしきい値スイッチＳ
が定電流源旧、ＩＣをスイッチオフし、このとき直流電
圧コンバータＧＷがアクティブモードで動作する。
しきい値スイッチＳはトランジスタＴ４のエミッタをツ
ェナーダイオードＺ１のカソードに接続すると共にベー
スをダイオードＤ３及び抵抗Ｒ５を経てダイオードＤ１
のカソードに接続して構成する。抵抗Ｒ５はトランジス
タＴ４のベース電流を制限する働きをする。このトラン
ジスタにおいて生ずる電力損はその抵抗値が小さく且つ
電圧差が小さいために数ｍ１１１になる。
ェナーダイオードＺ１のカソードに接続すると共にベー
スをダイオードＤ３及び抵抗Ｒ５を経てダイオードＤ１
のカソードに接続して構成する。抵抗Ｒ５はトランジス
タＴ４のベース電流を制限する働きをする。このトラン
ジスタにおいて生ずる電力損はその抵抗値が小さく且つ
電圧差が小さいために数ｍ１１１になる。
定電流源ｕ１．＋ｃはトランジスタＴ４の導通コレクタ
−エミッタ通路が定電流回路１ｃの一部を構成するツェ
ナーダイオードＺ３を短絡することによりスイッチオフ
される。
−エミッタ通路が定電流回路１ｃの一部を構成するツェ
ナーダイオードＺ３を短絡することによりスイッチオフ
される。
バイポール形の定電流回路ＩＣは４個の抵抗Ｒ１゜Ｒ２
，Ｒ３，Ｒ４とツェナーダイオードＺ３とｎｐｎトラ７
ジスクＴ２とｐｎｐ トランジスタＴ３を具える。第
１電流通路は定電流回路の接続点Δから抵抗Ｒ２、トラ
ンジスタＴ２のコレクタ及びエミッタ及び抵抗Ｒ４を経
て接続点Ｂに至る。接続点Ａから接続点Ｂに至る第２電
流通路は抵抗Ｒ３、トランジスタＴ３のエミッタ及びコ
レクタ及びツェナーダイオードＺ３を経て延在する。ト
ランジスタＴ２のコレクタをトランジスタＴ３のベース
に、トランジスタＴ３のコレクタをトランジスタＴ２の
ベースに接続し、高オーム抵抗Ｒ１を両トランジスタＴ
２及びＴ３のベース間に配置する。
，Ｒ３，Ｒ４とツェナーダイオードＺ３とｎｐｎトラ７
ジスクＴ２とｐｎｐ トランジスタＴ３を具える。第
１電流通路は定電流回路の接続点Δから抵抗Ｒ２、トラ
ンジスタＴ２のコレクタ及びエミッタ及び抵抗Ｒ４を経
て接続点Ｂに至る。接続点Ａから接続点Ｂに至る第２電
流通路は抵抗Ｒ３、トランジスタＴ３のエミッタ及びコ
レクタ及びツェナーダイオードＺ３を経て延在する。ト
ランジスタＴ２のコレクタをトランジスタＴ３のベース
に、トランジスタＴ３のコレクタをトランジスタＴ２の
ベースに接続し、高オーム抵抗Ｒ１を両トランジスタＴ
２及びＴ３のベース間に配置する。
始動段階（トランジスタＴ４が遮断している）において
は、増大する電圧Ｕ１に伴い増大する電流が抵抗Ｒ２，
Ｒ１及びツェナーダイオード７３及びＺｌを経て流れる
。これによりツェナーダイオード７３間に生ずる電圧が
トランジスタＴ２を導通させる。導通トランジスタＴ２
はトランジスタＴ３のベース電位を低減するため、トラ
ンジスタＴ３も導通する。導通トランジスタＴ２及びＴ
３のために定電流回路ＩＣを流れる電流は全電圧がダイ
オードＺ１及びＺ３間に加わるようになるまで増大する
。最大電流はツェナーダイオードＺ３のオン電圧の値と
抵抗Ｒ２，Ｒ３及びＲ４の値によって決まり、入力電圧
［１がダイオードＺ１及びＺ３のオン電圧の和を越える
ときにのみ最大電流に達する。
は、増大する電圧Ｕ１に伴い増大する電流が抵抗Ｒ２，
Ｒ１及びツェナーダイオード７３及びＺｌを経て流れる
。これによりツェナーダイオード７３間に生ずる電圧が
トランジスタＴ２を導通させる。導通トランジスタＴ２
はトランジスタＴ３のベース電位を低減するため、トラ
ンジスタＴ３も導通する。導通トランジスタＴ２及びＴ
３のために定電流回路ＩＣを流れる電流は全電圧がダイ
オードＺ１及びＺ３間に加わるようになるまで増大する
。最大電流はツェナーダイオードＺ３のオン電圧の値と
抵抗Ｒ２，Ｒ３及びＲ４の値によって決まり、入力電圧
［１がダイオードＺ１及びＺ３のオン電圧の和を越える
ときにのみ最大電流に達する。
トランジスタＴ４が導通すると、トランジスタＴ２及び
従ってトランジスタＴ３が遮断される。このとき電流は
抵抗Ｒ２及びＲ１とトランジスタＴ４のコレクターエミ
ッタ通路とツェナーダイオードＺｌを含む電流通路のみ
を流れる。抵抗Ｒ１の高抵抗値（ＩＭΩ以上）のために
この電流は１００μＡ程度になり、この電流はツェナー
ダイオードＺ１に基準電圧Ｕｒｅｆを維持して、補助電
圧計が低い時又は開始時に定電流源ｕｌ、Ｉｃが再びス
イッチオンされてコンデンサＣが入力電圧Ｕ１により充
電されるように作用する。定電流源ｔｌｌ、ＩＣがスイ
ッチオフされているとき、即ち動作状態中、抵抗Ｒ１を
流れる電流は、僅かな電力損を生ずるだけで、その最大
値はｌＱＱｍｌｌｌにずぎない。
従ってトランジスタＴ３が遮断される。このとき電流は
抵抗Ｒ２及びＲ１とトランジスタＴ４のコレクターエミ
ッタ通路とツェナーダイオードＺｌを含む電流通路のみ
を流れる。抵抗Ｒ１の高抵抗値（ＩＭΩ以上）のために
この電流は１００μＡ程度になり、この電流はツェナー
ダイオードＺ１に基準電圧Ｕｒｅｆを維持して、補助電
圧計が低い時又は開始時に定電流源ｕｌ、Ｉｃが再びス
イッチオンされてコンデンサＣが入力電圧Ｕ１により充
電されるように作用する。定電流源ｔｌｌ、ＩＣがスイ
ッチオフされているとき、即ち動作状態中、抵抗Ｒ１を
流れる電流は、僅かな電力損を生ずるだけで、その最大
値はｌＱＱｍｌｌｌにずぎない。
第１図は従来の給電回路の回路図、
第２図は本発明の給電回路の回路図である。
旧・・・入力端子
Ｇ１１ｌ・・・調整直流電圧コンバータＲ３・・・調整
兼制御装置 ＩＣ・・・定電流回路Ｃ・充電コンデン
サ ＤＩ、 Ｄ２． Ｄ３・ダイオード ＺＬ Ｚ２． Ｚ３・・・ツェナーダイオードＴｌ、
Ｔ２． Ｔ３． Ｔ４・・・トランジスタＲ１〜Ｒ５・
・・抵抗 Ｓ・・しきい値スイッチＵｒｅｒ・
・・基準電圧 ＩＪＨ・・・補助電圧特許出願人
エヌ・べ−・フィリップス・フルーイランペンファブ
リケン
兼制御装置 ＩＣ・・・定電流回路Ｃ・充電コンデン
サ ＤＩ、 Ｄ２． Ｄ３・ダイオード ＺＬ Ｚ２． Ｚ３・・・ツェナーダイオードＴｌ、
Ｔ２． Ｔ３． Ｔ４・・・トランジスタＲ１〜Ｒ５・
・・抵抗 Ｓ・・しきい値スイッチＵｒｅｒ・
・・基準電圧 ＩＪＨ・・・補助電圧特許出願人
エヌ・べ−・フィリップス・フルーイランペンファブ
リケン
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、調整直流電圧コンバータの調整兼制御装置を給電す
る回路であって、次の特徴、即ち（ａ）直流電圧コンバ
ータ（ＧＷ）の入力電圧（Ｕ１）のスイッチオン時に第
１トランジスタ（Ｔ１）が導通してそのエミッタ電流が
コンデンサ（Ｃ）を充電し、このコンデンサから調整兼
制御装置（ＲＳ）が給電され、 （ｂ）直流電圧コンバータ（ＧＷ）が動作するとすぐに
このコンバータが充分大きな補助電圧 （ＵＨ）を出力し、以後はこの電圧により前記充電コン
デンサ（Ｃ）が第１ダイオーバ（Ｄ１）を経て充電され
、且つその結果前記第１トランジスタ（Ｔ１）が遮断さ
れるよう構成されている給電回路において、 （ｃ）直流電圧コンバータ（ＧＷ）の入力電圧（Ｕ１）
用電圧源と相まって、スイッチオンおよびオフし得る定
電流源（Ｕ１、ＩＣ）を構成する定電流回路（ＩＣ）を
設け、この定電流源の負荷端子間に第１ツェナーダイオ
ード（Ｚ１）を配置すると共に前記第１トランジスタ（
Ｔ１）のベース−エミッタダイオードと前記充電コンデ
ンサ（Ｃ）の直列回路を前記第１ツェナーダイオード （Ｚ１）に並列に接続し、 （ｄ）前記充電コンデンサ（Ｃ）の電圧が前記ツェナー
ダイオード（Ｚ１）により発生される基準電圧（Ｕ＿ｒ
＿ｅ＿ｆ）より所定値だけ大きくなる又は小さくなると
同時に前記定電流源（Ｕ１、ＩＣ）をスイッチオン又は
オフするしきい値スイッチ（Ｓ）を設け、且つ （ｅ）前記定電流源（Ｕ１、ＩＣ）がスイッチオフされ
ているときでも、第１高オーム抵抗と前記第１ツェナー
ダイオード（Ｚ１）を含み直流電圧コンバータ（ＧＷ）
の入力電圧（Ｕ１）が加わる電流路の電流により前記第
１ツェナーダイオードに基準電圧を維持するように構成
したことを特徴とする調整直流電圧コンバータの調整兼
制御装置用給電回路。 ２、特許請求の範囲第１項記載の給電回路において、前
記第１トランジスタ（Ｔ１）のコレクタリード内に第２
ツェナーダイオード（Ｚ２）を配置し、このダイオード
のツェナー電圧を、前記直流電圧コンバータ（ＧＷ）の
入力電圧（Ｕ１）が信頼し得る動作のために必要な最小
値より大きいときにのみ前記充電コンデンサ（ｃ）の電
圧が前記調整兼制御装置（ＲＳ）の始動に必要な最小値
を越えるように選択してあることを特徴とする調整直流
電圧コンバータの調整兼制御装置用給電装置。 ３、特許請求の範囲第１項又は第２項記載の給電回路に
おいて、前記第１トランジスタ（Ｔ１）のエミッタリー
ド内に第２ダイオード（Ｄ２）を挿入して第１トランジ
スタ（Ｔ１）の逆方向動作を確実に阻止するようにして
あることを特徴とする調整直流電圧コンバータの調整兼
制御装置用給電装置。 ４、特許請求の範囲第１項、第２項又は第３項記載の給
電回路において、前記定電流回路 （ＩＣ）はバイポール形であり、その第１接続点（Ａ）
を前記直流電圧コンバータ（ＧＷ）の入力電圧（Ｕ１）
用電圧源の正端子に、その第２接続点（Ｂ）を前記第１
ツェナーダイオード（Ｚ１）のカソードに接続してあり
、且つ次の構成の特徴、即ち −第１接続点（Ａ）から第２抵抗（Ｒ２）、ｎｐｎトラ
ンジスタである第２トランジスタ（Ｔ２）のコレクタ−
エミッタ通路および第４抵抗（Ｒ４）を経て第２接続点
（Ｂ）に至る第１電流通路と、−第１接続点（Ａ）から
第３抵抗（Ｒ３）、ｐｎｐトランジスタである第３トラ
ンジスタ（Ｔ３）のエミッタ−コレクタ通路及び第３ツ
ェナーダイオード（Ｚ３）を経て第２接続点（Ｂ）に至
る第２電流通路を具え、 −前記第２トランジスタ（Ｔ２）のコレクタを前記第３
トランジスタ（Ｔ３）のベースに、前記第２トランジス
タ（Ｔ２）のベースを前記第３トランジスタ（Ｔ３）の
コレクタに接続し、 −両トランジスタ（Ｔ２、Ｔ３）のベースを前記第１高
オーム抵抗（Ｒ１）を経て相互接続して成ることを特徴
とする調整直流電圧コンバータの調整兼制御装置用給電
装置。 ５、特許請求の範囲第４項記載の給電回路において、前
記しきい値スイッチ（Ｓ）は第４トランジスタ（Ｔ４）
と第３ダイオード（Ｄ３）と第５抵抗（Ｒ５）を具え、
ｎｐｎトランジスタである前記第４トランジスタ（Ｔ４
）のコレクタを前記第３ツェナーダイオード（Ｚ３）の
カソードに、そのエミッタを前記第１ツェナーダイオー
ド（Ｚ１）のカソードに接続し、且つ前記第４トランジ
スタのベースを前記第３ダイオード（Ｄ３）のカソード
に接続し、この第３ダイオード（Ｄ３９のアノードを前
記第５抵抗（Ｒ５）を経て前記第１ダイオード（Ｄ１）
のカソードに接続して成ることを特徴とする調整直流電
圧コンバータの調整兼制御装置用給電装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE3421133.0 | 1984-06-07 | ||
| DE19843421133 DE3421133A1 (de) | 1984-06-07 | 1984-06-07 | Schaltungsanordnung zur versorgung der regel- und steuereinrichtung eines geregelten gleichspannungswandlers |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS613216A true JPS613216A (ja) | 1986-01-09 |
| JPH0546788B2 JPH0546788B2 (ja) | 1993-07-14 |
Family
ID=6237778
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60119903A Granted JPS613216A (ja) | 1984-06-07 | 1985-06-04 | 調整直流電圧コンバータの調整兼制御装置用給電回路 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4642746A (ja) |
| EP (1) | EP0167194B1 (ja) |
| JP (1) | JPS613216A (ja) |
| AT (1) | ATE38597T1 (ja) |
| DE (2) | DE3421133A1 (ja) |
Families Citing this family (17)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3612323A1 (de) * | 1986-04-11 | 1987-10-15 | Diehl Gmbh & Co | Stabilisierungsschaltung fuer einen mikrocomputer |
| NL8601241A (nl) * | 1986-05-15 | 1987-12-01 | Philips Nv | Voedingsschakeling. |
| DE3721075C1 (de) * | 1987-06-26 | 1989-01-26 | Trilux Lenze Gmbh & Co Kg | Gleichspannungsversorgungsschaltung |
| IT1236714B (it) * | 1989-10-25 | 1993-03-26 | Sgs Thomson Microelectronics | Circuito di alimentazione per regolatore di tensione continua a commutazione in configurazione "step-up" |
| SG44765A1 (en) * | 1990-10-10 | 1997-12-19 | Philips Electronics Nv | Circuit arrangement |
| US5161096A (en) * | 1991-10-16 | 1992-11-03 | Ncr Corporation | Method and circuit to quickly start a negative switching voltage regulator |
| US5257156A (en) * | 1992-03-18 | 1993-10-26 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Turn-on transient overcurrent response suppressor |
| US5351336A (en) * | 1992-07-17 | 1994-09-27 | Wilkerson A W | Motor control having improved speed regulation under intermittent loading |
| US5367600A (en) * | 1992-07-21 | 1994-11-22 | Wilkerson A W | Motor control for a treadmill having improved power supply and improved speed regulation under intermittent loading |
| BE1008072A3 (nl) * | 1994-02-11 | 1996-01-09 | Philips Electronics Nv | Voedingsapparaat met een schakeling voor het beperken van inrush stroom. |
| JPH07250468A (ja) * | 1994-03-11 | 1995-09-26 | Fujitsu Ltd | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
| DE19502042A1 (de) * | 1995-01-12 | 1996-08-01 | Siemens Ag | Schaltnetzteil mit einer Hilfsschaltung zur Speisung eines Taktgebers |
| EP0943974B1 (de) * | 1998-03-20 | 2006-08-23 | Endress + Hauser GmbH + Co. KG | Spannungsregelschaltung |
| JP3545721B2 (ja) * | 2001-04-02 | 2004-07-21 | 株式会社小糸製作所 | 保護装置 |
| WO2003103121A1 (ja) * | 2002-05-30 | 2003-12-11 | サンケン電気株式会社 | コンバータ |
| US7915931B2 (en) * | 2009-01-29 | 2011-03-29 | Hewlett-Packard Development Company, L.P. | Power sequencing with logic enabled regulator |
| DE102010064012A1 (de) * | 2010-12-23 | 2012-06-28 | Tridonic Gmbh & Co. Kg | Betriebsgerät für Leuchtmittel |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3032034A1 (de) * | 1980-08-25 | 1982-03-25 | Siemens Ag | Sperrschwinger-schaltnetzteil |
| US4370701A (en) * | 1981-04-24 | 1983-01-25 | Rockwell International Corporation | Energy conserving drive circuit for switched mode converter utilizing current snubber apparatus |
| US4497017A (en) * | 1983-05-16 | 1985-01-29 | National Semiconductor Corporation | Switching regulator off-line starting circuit |
| DD236731B3 (de) * | 1983-10-19 | 1992-12-10 | Dresden Arzneimittel | Verfahren zur herstellung von neuen in 5-stellung substituierten 5,10-dihydro-11h-dibenzo|b,e¨|1,4¨diazepin-11-onen |
-
1984
- 1984-06-07 DE DE19843421133 patent/DE3421133A1/de not_active Withdrawn
-
1985
- 1985-05-30 US US06/739,580 patent/US4642746A/en not_active Expired - Lifetime
- 1985-06-04 JP JP60119903A patent/JPS613216A/ja active Granted
- 1985-06-05 EP EP85200880A patent/EP0167194B1/de not_active Expired
- 1985-06-05 AT AT85200880T patent/ATE38597T1/de not_active IP Right Cessation
- 1985-06-05 DE DE8585200880T patent/DE3566203D1/de not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE3421133A1 (de) | 1985-12-12 |
| JPH0546788B2 (ja) | 1993-07-14 |
| EP0167194B1 (de) | 1988-11-09 |
| ATE38597T1 (de) | 1988-11-15 |
| EP0167194A1 (de) | 1986-01-08 |
| DE3566203D1 (en) | 1988-12-15 |
| US4642746A (en) | 1987-02-10 |
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