JPS61295873A - インバ−タ装置 - Google Patents
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- JPS61295873A JPS61295873A JP60138648A JP13864885A JPS61295873A JP S61295873 A JPS61295873 A JP S61295873A JP 60138648 A JP60138648 A JP 60138648A JP 13864885 A JP13864885 A JP 13864885A JP S61295873 A JPS61295873 A JP S61295873A
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- capacitor
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔技術分野〕
この発明は、トランジスタなどのスイッチング素子をオ
ン／オフ駆動し、直流入力を高周波に変換して放電灯な
どの負荷に出力するインバータ装置に関するものである
。
ン／オフ駆動し、直流入力を高周波に変換して放電灯な
どの負荷に出力するインバータ装置に関するものである
。
比較的小出力用として普及している１石式インバータ装
置は、回路構成が簡単で部品点数が少ないことから小形
化が容易である反面、出力効率が低いという欠点がある
。その欠点を改善したものとして、スイッチング素子に
用いられるトランジスタの最適ドライブ電流を得ること
ができる他励式がある。またインバータ回路にＬＣ共振
回路を形成してトランジスタに印加する電圧あるいは電
流を正弦波形にし、そのスイッチング損失を減するもの
もある。
置は、回路構成が簡単で部品点数が少ないことから小形
化が容易である反面、出力効率が低いという欠点がある
。その欠点を改善したものとして、スイッチング素子に
用いられるトランジスタの最適ドライブ電流を得ること
ができる他励式がある。またインバータ回路にＬＣ共振
回路を形成してトランジスタに印加する電圧あるいは電
流を正弦波形にし、そのスイッチング損失を減するもの
もある。
第６図にその従来例を示す。このインバータ装置は、直
流電源２１に対して直列に接続されたトランス２２とト
ランジスタ２３、トランス２２に並列に接続された共振
用コンデンサ２４、トランジスタ２３に逆並列に接続さ
れたダイオード２５、トランス２２の出力側で負荷２６
と直列に接続された出力インダクタ２７およびトランジ
スタ２３を駆動する駆動回路２８から成る。ＷＡ動回路
２８の出力は、トランジスタ２３のスイッチング速度を
速くするために図に示すような矩形状である。
流電源２１に対して直列に接続されたトランス２２とト
ランジスタ２３、トランス２２に並列に接続された共振
用コンデンサ２４、トランジスタ２３に逆並列に接続さ
れたダイオード２５、トランス２２の出力側で負荷２６
と直列に接続された出力インダクタ２７およびトランジ
スタ２３を駆動する駆動回路２８から成る。ＷＡ動回路
２８の出力は、トランジスタ２３のスイッチング速度を
速くするために図に示すような矩形状である。
またその駆動周波数は、トランス２２．コンデンサ２４
．出力インダクタ２７などで定まる共振周波数とほぼ等
しい値に設定される。
．出力インダクタ２７などで定まる共振周波数とほぼ等
しい値に設定される。
このインバータ装置のトランジスタ２３のコレクタ電圧
ｖＣＥおよびコレクタを流Ｉ。は第７図に示すようにな
る。すなわちこのインバータ装置では、トランジスタ２
３のコレクタ電圧■ｃＥがＬＣ共振によって正弦波形状
になり、トランジスタ２３のスイッチング損失（ｖｃＥ
×ｉｏ）を低減することができる。
ｖＣＥおよびコレクタを流Ｉ。は第７図に示すようにな
る。すなわちこのインバータ装置では、トランジスタ２
３のコレクタ電圧■ｃＥがＬＣ共振によって正弦波形状
になり、トランジスタ２３のスイッチング損失（ｖｃＥ
×ｉｏ）を低減することができる。
第８図にさらにスイッチング素子のスイッチング損失を
改善した他の従来例を示す。このインバータ装置は、直
流電源３１に対して直列に接続されたインダクタ３２と
トランス３３と共振用コンデンサ３４、トランス３３と
共振用コンデンサ３４の直列回路に並列に接続されたト
ランジスタ３５と共振用コンデンサ３６とダイオード３
７、トランス２３の出力側で負荷３８と直列に接続され
た出力インダクタ３９およびトランジスタ３５を駆動す
る駆動回路４０から成る。前述の従来例と同様に駆動回
路４０の出力は、トランジスタ３５のスイッチング速度
を速くするために矩形波状である。このインバータ装置
では、２つの共振回路が形成されている。すなわち、ト
ランジスタ３５がオフのとき形成されるインダクタ３２
．３９と共振用コンデンサ３４．３６の共振回路および
トランジスタ３５がオンのとき形成されるインダクタ３
２とトランス３４とコンデンサ３４の共振回路である。
改善した他の従来例を示す。このインバータ装置は、直
流電源３１に対して直列に接続されたインダクタ３２と
トランス３３と共振用コンデンサ３４、トランス３３と
共振用コンデンサ３４の直列回路に並列に接続されたト
ランジスタ３５と共振用コンデンサ３６とダイオード３
７、トランス２３の出力側で負荷３８と直列に接続され
た出力インダクタ３９およびトランジスタ３５を駆動す
る駆動回路４０から成る。前述の従来例と同様に駆動回
路４０の出力は、トランジスタ３５のスイッチング速度
を速くするために矩形波状である。このインバータ装置
では、２つの共振回路が形成されている。すなわち、ト
ランジスタ３５がオフのとき形成されるインダクタ３２
．３９と共振用コンデンサ３４．３６の共振回路および
トランジスタ３５がオンのとき形成されるインダクタ３
２とトランス３４とコンデンサ３４の共振回路である。
これら２つの共振回路の作用によって、トランジスタ３
５のコレクタ電圧■ＣＥおよびコレクタ電流■。は第９
図（司に示すようになる。すなわちその２つの共振作用
によってコレクタ電圧■ＣＥが正弦波状となり、しかも
コレクタ電流■ｃが平坦化され、このインバータ装置で
はトランジスタ３５のスイッチング損失を一層低減する
ことができる。
５のコレクタ電圧■ＣＥおよびコレクタ電流■。は第９
図（司に示すようになる。すなわちその２つの共振作用
によってコレクタ電圧■ＣＥが正弦波状となり、しかも
コレクタ電流■ｃが平坦化され、このインバータ装置で
はトランジスタ３５のスイッチング損失を一層低減する
ことができる。
しかしこのような２つの従来例のインバータ装置では、
スイッチング素子の駆動周波数とＬＣ共振回路の共振周
波数が一致せずにずれると、スイッチング素子に悪影響
を及ぼすことがある。たとえば第８図の従来例の場合、
負荷３８が回路から取りはずされると、出力インダクタ
３９が回路から切り離され、ＬＣ共振回路のインダクタ
ンス成分がトランス３３の励磁インダクタンスのみとな
って増加し、共振周波数が低下する。そうすると第９図
（ｂ）に示すように、コレクタ電圧■ｃＥが十分低下し
ないうちにトランジスタ３５が導通ずると、その瞬間に
共振用コンデンサ３６に残っている電荷によってトラン
ジスタ３５にパルス状の突入を流ｉが流れ、トランジス
タ３５が破壊されたリ、その劣化を引き起こす。したが
って、負荷３８が取りはずされる恐れのある場合や消費
電力の変動の激しい負荷に高周波電力を供給する場合に
は、その状態に応じてトランジスタ３５の駆動周波数や
駆動波形のデユーティ比を変化させなければならない。
スイッチング素子の駆動周波数とＬＣ共振回路の共振周
波数が一致せずにずれると、スイッチング素子に悪影響
を及ぼすことがある。たとえば第８図の従来例の場合、
負荷３８が回路から取りはずされると、出力インダクタ
３９が回路から切り離され、ＬＣ共振回路のインダクタ
ンス成分がトランス３３の励磁インダクタンスのみとな
って増加し、共振周波数が低下する。そうすると第９図
（ｂ）に示すように、コレクタ電圧■ｃＥが十分低下し
ないうちにトランジスタ３５が導通ずると、その瞬間に
共振用コンデンサ３６に残っている電荷によってトラン
ジスタ３５にパルス状の突入を流ｉが流れ、トランジス
タ３５が破壊されたリ、その劣化を引き起こす。したが
って、負荷３８が取りはずされる恐れのある場合や消費
電力の変動の激しい負荷に高周波電力を供給する場合に
は、その状態に応じてトランジスタ３５の駆動周波数や
駆動波形のデユーティ比を変化させなければならない。
そのために回路構成部品を増すと、回路が複雑になると
ともにコスト高となり、１石式インバータ装置の特長を
半減することになる問題がある。
ともにコスト高となり、１石式インバータ装置の特長を
半減することになる問題がある。
この発明の目的は、従来例の問題点の解消を図り、負荷
の状態が変化してもスイッチング素子の駆動周波数に対
して共振周波数がずれないようにしたインバータ装置を
提供することである。
の状態が変化してもスイッチング素子の駆動周波数に対
して共振周波数がずれないようにしたインバータ装置を
提供することである。
この発明のインバータ装置は、矩形波駆動出力でオン／
オフ駆動されるスイッチング素子と、直流電源に対して
前記スイッチング素子と直列に接続した第１のインダク
タンス素子と、この第１のインダクタンス素子または前
記スイッチング素子のいずれか一方に並列に接続した第
１のコンデンサと第２のインダクタンス素子の直列回路
と、前記第１のインダクタンス素子または前記スイッチ
ング素子のいずれか一方に並列に接続した第２のコンデ
ンサと、前記スイッチング素子に逆並列に接続したダイ
オードと、負荷に対して前記第１のインダクタンス素子
に直列に接続した第３のインダクタンス素子とを備え、
前記スイッチング素子の駆動周波数と前記第１のインダ
クタンス素子のインダクタンスと前記第１および第２の
コンデンサの合成キャパシタンスで定まる共振周波数と
をほぼ一致させるとともに、前記第１および第３のイン
ダクタンス素子の合成インダクタンスを前記第２のイン
ダクタンス素子のインダクタンスより大きく設定し／ζ
ことを特徴とするものである。
オフ駆動されるスイッチング素子と、直流電源に対して
前記スイッチング素子と直列に接続した第１のインダク
タンス素子と、この第１のインダクタンス素子または前
記スイッチング素子のいずれか一方に並列に接続した第
１のコンデンサと第２のインダクタンス素子の直列回路
と、前記第１のインダクタンス素子または前記スイッチ
ング素子のいずれか一方に並列に接続した第２のコンデ
ンサと、前記スイッチング素子に逆並列に接続したダイ
オードと、負荷に対して前記第１のインダクタンス素子
に直列に接続した第３のインダクタンス素子とを備え、
前記スイッチング素子の駆動周波数と前記第１のインダ
クタンス素子のインダクタンスと前記第１および第２の
コンデンサの合成キャパシタンスで定まる共振周波数と
をほぼ一致させるとともに、前記第１および第３のイン
ダクタンス素子の合成インダクタンスを前記第２のイン
ダクタンス素子のインダクタンスより大きく設定し／ζ
ことを特徴とするものである。
この発明によれば、つぎの作用がある。直流電源に対し
てスイッチング素子と第１のインダクタンス素子とを直
列に接続し、スイッチング素子または第１のインダクタ
ンス素子に第１のコンデンサと第２のインダクタンス素
子の直列回路および第２のコンデンサを並列に接続し、
負荷に対して充１のインダクタンス素子と第３のインダ
クタンスとを直列に接続して、スイッチング素子の駆動
周波数と、前記第１のインダクタンス素子のインダクタ
ンスと第１および第２のコンデンサの合成キャパシタン
スで定まる共振周波数とをほぼ一致させるとともに、第
１および第３のインダクタンス素子の合成インダクタン
スを第２のインダクタンス素子のインダクタンスより大
きく設定することによって、第３のインダクタンス素子
のインダクタンスが前記共振周波数に影響を与えないよ
うにすることができるので、負荷の状態が変動しても前
記共振周波数が変動しないようにすることができる。
てスイッチング素子と第１のインダクタンス素子とを直
列に接続し、スイッチング素子または第１のインダクタ
ンス素子に第１のコンデンサと第２のインダクタンス素
子の直列回路および第２のコンデンサを並列に接続し、
負荷に対して充１のインダクタンス素子と第３のインダ
クタンスとを直列に接続して、スイッチング素子の駆動
周波数と、前記第１のインダクタンス素子のインダクタ
ンスと第１および第２のコンデンサの合成キャパシタン
スで定まる共振周波数とをほぼ一致させるとともに、第
１および第３のインダクタンス素子の合成インダクタン
スを第２のインダクタンス素子のインダクタンスより大
きく設定することによって、第３のインダクタンス素子
のインダクタンスが前記共振周波数に影響を与えないよ
うにすることができるので、負荷の状態が変動しても前
記共振周波数が変動しないようにすることができる。
実施例
第１図はこの発明の第１の実施例の構成を示す回路図で
ある。このインバータ装置では、直流電源１に対して第
１のインダクタンス素子であるトランス２とスイッチン
グ素子であるトランジスタ３が直列に接続され、トラン
ジスタ３には第１のコンデンサ４と第２のインダクタン
ス素子であるインダクタ５の直列回路、第２のコンデン
サ６およびダイオード７が並列に接続され、トランス２
の出力側には負荷８と直列に第３のインダクタンス素子
であるインダクタ９が接続されている。トランジスタ３
は、直流電源１に入力端子ａ、ｂが接続された駆動回路
１０の出力端子Ｃから与えられる矩形波状の出力で駆動
される。
ある。このインバータ装置では、直流電源１に対して第
１のインダクタンス素子であるトランス２とスイッチン
グ素子であるトランジスタ３が直列に接続され、トラン
ジスタ３には第１のコンデンサ４と第２のインダクタン
ス素子であるインダクタ５の直列回路、第２のコンデン
サ６およびダイオード７が並列に接続され、トランス２
の出力側には負荷８と直列に第３のインダクタンス素子
であるインダクタ９が接続されている。トランジスタ３
は、直流電源１に入力端子ａ、ｂが接続された駆動回路
１０の出力端子Ｃから与えられる矩形波状の出力で駆動
される。
駆動回路１０は、たとえば第２図に示すような無安定マ
ルチバイブレーク回路である。この駆動回路は、抵抗１
１．１６〜１９、コンデンサ１２゜２０、無安定マルチ
バイブレーク１３およびｌ・ランリスタ１４，１５から
成る。すなわち、この例では、直流電源１が投入される
と、入力端子ａから抵抗１１に介してコンデンサ１２に
充電電流が流れ、無安定マルチバイブレーク１３が動作
する。
ルチバイブレーク回路である。この駆動回路は、抵抗１
１．１６〜１９、コンデンサ１２゜２０、無安定マルチ
バイブレーク１３およびｌ・ランリスタ１４，１５から
成る。すなわち、この例では、直流電源１が投入される
と、入力端子ａから抵抗１１に介してコンデンサ１２に
充電電流が流れ、無安定マルチバイブレーク１３が動作
する。
無安定マルチバイブレーク１３の出力レベルが高いとき
は、トランジスタ１４がオフ、トランジスタ１５が抵抗
１６を介するベース電流によってオンとなる。無安定マ
ルチバイブレーク１３の出力レベルが低いときは、トラ
ンジスタ１５がオフ、トランジスタ１４が抵抗１６を介
するベース電流によってオンとなる。したがって出力端
子Ｃには、第３図（１）に示すような出力電流ｊＢが得
られる。
は、トランジスタ１４がオフ、トランジスタ１５が抵抗
１６を介するベース電流によってオンとなる。無安定マ
ルチバイブレーク１３の出力レベルが低いときは、トラ
ンジスタ１５がオフ、トランジスタ１４が抵抗１６を介
するベース電流によってオンとなる。したがって出力端
子Ｃには、第３図（１）に示すような出力電流ｊＢが得
られる。
次に第３図（２）を参照してこの実施例の動作を説明す
る。トランジスタ３にベース電流ＩＢが流れ出すと、ト
ランジスタ３のコレクタ電流Ｉ。が第３図（２ンの破線
で示すように増加する。やがて駆動回路１０の出力周期
によってベース電流ＩＢが遮断されると、トランジスタ
３が逆バイアス電圧によって急速にオフとなる。このと
きトランス２、インダクタ５．９などの蓄積エネルギに
よってトランジスタ３のコレクタ電圧ＶＣＥが立ち上が
るが、コンデンサ４，６の共振作用によって、コレクタ
電圧Ｖ。Ｅは第３図（２）に示すように共振波形となる
。この共振周波数は、トランス２とインダクタ９の合成
インダクタンスがインダクタ５のインダクタンスより十
分大きければ、主にインダクタ５のインダクタンスとコ
ンデンサ４．７の合成キャパシタンスで決まる。したが
ってこの共振周波数と駆動回路１０の出力周波数とを予
め一致するようにしておけば、コレクタ電圧■ＣＨの共
振波形を一定に保つことができる。
る。トランジスタ３にベース電流ＩＢが流れ出すと、ト
ランジスタ３のコレクタ電流Ｉ。が第３図（２ンの破線
で示すように増加する。やがて駆動回路１０の出力周期
によってベース電流ＩＢが遮断されると、トランジスタ
３が逆バイアス電圧によって急速にオフとなる。このと
きトランス２、インダクタ５．９などの蓄積エネルギに
よってトランジスタ３のコレクタ電圧ＶＣＥが立ち上が
るが、コンデンサ４，６の共振作用によって、コレクタ
電圧Ｖ。Ｅは第３図（２）に示すように共振波形となる
。この共振周波数は、トランス２とインダクタ９の合成
インダクタンスがインダクタ５のインダクタンスより十
分大きければ、主にインダクタ５のインダクタンスとコ
ンデンサ４．７の合成キャパシタンスで決まる。したが
ってこの共振周波数と駆動回路１０の出力周波数とを予
め一致するようにしておけば、コレクタ電圧■ＣＨの共
振波形を一定に保つことができる。
次にコレクタ電圧■。Ｅが零になると、第６図の２点鎖
線で示すようにダイオード７を介してダンパー電流■。
線で示すようにダイオード７を介してダンパー電流■。
が流れる。このダンパー電流■。
が流れ終るまでに再びベース電流ＩＢがトランジスタ３
に供給されることによって、同様の動作が繰り返されて
いく。なおこの実施例ではトランス２およびインダクタ
９による定電流効果と、インダクタ５とコンデンサ４の
直列共振回路の共振作用によって、コレクタ電流■。は
直線的に増加せず、第３図（２）に示すように円弧状に
増加する。したがってこのことは、コレクタ電流■ｃが
直線的に増加する場合に比べて、トランジスタ３のスイ
ッチング時のコレクタ電圧ｖｃＦ、とコレクタ電流Ｉｏ
の重なり部を少なくすることができ、トランジスタ３の
スイッチング損失を小さく抑えるのに有効となる。
に供給されることによって、同様の動作が繰り返されて
いく。なおこの実施例ではトランス２およびインダクタ
９による定電流効果と、インダクタ５とコンデンサ４の
直列共振回路の共振作用によって、コレクタ電流■。は
直線的に増加せず、第３図（２）に示すように円弧状に
増加する。したがってこのことは、コレクタ電流■ｃが
直線的に増加する場合に比べて、トランジスタ３のスイ
ッチング時のコレクタ電圧ｖｃＦ、とコレクタ電流Ｉｏ
の重なり部を少なくすることができ、トランジスタ３の
スイッチング損失を小さく抑えるのに有効となる。
第３図（３）は、負荷８を放電ランプとしたときの負荷
電流ＩＡを示す、この負荷電流ＩＡは非対称の波形を有
するが、負荷８が放電ランプなどのときはその非対称性
が特に問題とならない。
電流ＩＡを示す、この負荷電流ＩＡは非対称の波形を有
するが、負荷８が放電ランプなどのときはその非対称性
が特に問題とならない。
第３図（４）は、負荷８を取りはずした場合のダンパー
電流ＩＤ、コレクタ電圧Ｖ。８およびコレクタ電流ＩＣ
を示す、この実施例では、前述したようにインダクタ５
のインダクタンスに対しトランス２とインダクタ９の合
成インダクタンスを十分大きなものにすれば、共振条件
がインダクタ５のインダクタンスとコンデンサ５，６の
合成キャパシタンスによって決定されるため、負荷８の
状態のいかんにかかわらず、その共振周波数が変動しな
い。したがって負荷８が取りはずされるような事態が生
じても、従来例のようにコンデンサ４゜６による突入電
源が発生せず、トランジスタ３が破壊されることや劣化
する問題が生じない。
電流ＩＤ、コレクタ電圧Ｖ。８およびコレクタ電流ＩＣ
を示す、この実施例では、前述したようにインダクタ５
のインダクタンスに対しトランス２とインダクタ９の合
成インダクタンスを十分大きなものにすれば、共振条件
がインダクタ５のインダクタンスとコンデンサ５，６の
合成キャパシタンスによって決定されるため、負荷８の
状態のいかんにかかわらず、その共振周波数が変動しな
い。したがって負荷８が取りはずされるような事態が生
じても、従来例のようにコンデンサ４゜６による突入電
源が発生せず、トランジスタ３が破壊されることや劣化
する問題が生じない。
第４図は、この発明の第２の実施例の構成を示す回路図
である。この実施例では、第１のコンデンサ４と第２の
インダクタンス素子であるインダクタ５の直列回路およ
び第２のコンデンサ１０が、第１のインダクタンス素子
であるトランス２に並列に接続されている。この実施例
の場合も、第１の実施例と同様に負荷８の変動に対して
共振周波数が変動しない構成となっている。この発明で
は、これら２つの実施例の他に第１のコンデンサ４と第
２のインダクタンス素子であるインダクタ５の直列回路
が第１のインダクタンス素子であるトランス２に並列に
接続され第２のコンデンサ６がスイッチング素子である
トランジスタ３に並列に接続された構成、また逆に前記
直列回路がトランジスタ３に並列に接続されコンデンサ
６がトランス２に並列に接続された構成であっても目的
を達成することができる。
である。この実施例では、第１のコンデンサ４と第２の
インダクタンス素子であるインダクタ５の直列回路およ
び第２のコンデンサ１０が、第１のインダクタンス素子
であるトランス２に並列に接続されている。この実施例
の場合も、第１の実施例と同様に負荷８の変動に対して
共振周波数が変動しない構成となっている。この発明で
は、これら２つの実施例の他に第１のコンデンサ４と第
２のインダクタンス素子であるインダクタ５の直列回路
が第１のインダクタンス素子であるトランス２に並列に
接続され第２のコンデンサ６がスイッチング素子である
トランジスタ３に並列に接続された構成、また逆に前記
直列回路がトランジスタ３に並列に接続されコンデンサ
６がトランス２に並列に接続された構成であっても目的
を達成することができる。
また上述の実施例の直流電１１１１とは、第５図に示す
ように交流電源ＡＣの出力を整流器ＤＢで整流するもの
およびさらに平滑コンデンサＣで平滑するものを含むの
はいうまでもない。
ように交流電源ＡＣの出力を整流器ＤＢで整流するもの
およびさらに平滑コンデンサＣで平滑するものを含むの
はいうまでもない。
この発明によれば、スイッチング素子の駆動周波数と第
１のインダクタンス素子のインダクタンスと第１および
第２のコンデンサの合成キャパシタンスで定まる共振周
波数とをほぼ一致させるとともに、第１および第３のイ
ンダクタンス素子の合成インダクタンスを第２のインダ
クタンス素子のインダクタンスより大きく設定すること
によって、負荷の状態が変動しても共振周波数が変動せ
ず、従来例のようなスイッチング素子に対する悪影響が
生じないようにすることができる。
１のインダクタンス素子のインダクタンスと第１および
第２のコンデンサの合成キャパシタンスで定まる共振周
波数とをほぼ一致させるとともに、第１および第３のイ
ンダクタンス素子の合成インダクタンスを第２のインダ
クタンス素子のインダクタンスより大きく設定すること
によって、負荷の状態が変動しても共振周波数が変動せ
ず、従来例のようなスイッチング素子に対する悪影響が
生じないようにすることができる。
第１図はこの発明の第１の実施例の構成を示す回路図、
第２図は駆動回路の構成の一例を示す回路図、第３図は
第１の実施例の動作を説明するための波形図、第４図は
第２の実施例の構成を示す回路図、第５図は直流電源の
一例を示す回路図、第６図は従来例の構成を示す回路図
、第７図は従来例の動作を説明するための波形図、第８
図は他の従来例の構成を説明するための回路図、第９図
は他の従来例の動作を説明するための波形図である。 １・・・直流電源、２・・・トランス、３・・・トラン
ジスタ、４．６・・・コンデンサ、５．９・・・インダ
クタ８・・・負荷、９・・・ダイオード、１０・・・駆
動回路１−−−１ｊえ家運 ６−−−冨
２のフンテーンサ２−）ランス（竿１のインダクタンス
素子）７−−− タ゛イオービ３−−−トランジ又夕
８−−一負 荷５−−−インクフタＣ＄
２ｔｒ司ンタ７タンス５李万 １０−ｊ！動回ヱ名。 第４図 第３図 第５図 第７図 第 ８ 図 （ａ） （ｂ） 第９図
第２図は駆動回路の構成の一例を示す回路図、第３図は
第１の実施例の動作を説明するための波形図、第４図は
第２の実施例の構成を示す回路図、第５図は直流電源の
一例を示す回路図、第６図は従来例の構成を示す回路図
、第７図は従来例の動作を説明するための波形図、第８
図は他の従来例の構成を説明するための回路図、第９図
は他の従来例の動作を説明するための波形図である。 １・・・直流電源、２・・・トランス、３・・・トラン
ジスタ、４．６・・・コンデンサ、５．９・・・インダ
クタ８・・・負荷、９・・・ダイオード、１０・・・駆
動回路１−−−１ｊえ家運 ６−−−冨
２のフンテーンサ２−）ランス（竿１のインダクタンス
素子）７−−− タ゛イオービ３−−−トランジ又夕
８−−一負 荷５−−−インクフタＣ＄
２ｔｒ司ンタ７タンス５李万 １０−ｊ！動回ヱ名。 第４図 第３図 第５図 第７図 第 ８ 図 （ａ） （ｂ） 第９図
Claims (6)
- （１）矩形波駆動出力でオン／オフ駆動されるスイッチ
ング素子と、直流電源に対して前記スイッチング素子と
直列に接続した第１のインダクタンス素子と、この第１
のインダクタンス素子または前記スイッチング素子のい
ずれか一方に並列に接続した第１のコンデンサと第２の
インダクタンス素子の直列回路と、前記第１のインダク
タンス素子または前記スイッチング素子のいずれか一方
に並列に接続した第２のコンデンサと、前記スイッチン
グ素子に逆並列に接続したダイオードと、負荷に対して
前記第１のインダクタンス素子に直列に接続した第３の
インダクタンス素子とを備え、前記スイッチング素子の
駆動周波数と前記第１のインダクタンス素子のインダク
タンスと前記第１および第２のコンデンサの合成キャパ
シタンスで定まる共振周波数とをほぼ一致させるととも
に、前記第１および第３のインダクタンス素子の合成イ
ンダクタンスを前記第２のインダクタンス素子のインダ
クタンスより大きく設定したことを特徴とするインバー
タ装置。 - （２）前記直列回路および第２のコンデンサを前記スイ
ッチング素子に並列に接続したことを特徴とする特許請
求の範囲第（１）項記載のインバータ装置。 - （３）前記直列回路および第２のコンデンサを前記第１
のインダクタンス素子に並列に接続したことを特徴とす
る特許請求の範囲第（１）項記載のインバータ装置。 - （４）前記直列回路を前記スイッチング素子に並列に接
続し前記第２のコンデンサを前記第１のインダクタンス
素子に並列に接続したことを特徴とする特許請求の範囲
第（１）項記載のインバータ装置。 - （５）前記直列回路を前記第１のインダクタンス素子に
並列に接続し前記第２のコンデンサを前記スイッチング
素子に並列に接続したことを特徴とする特許請求の範囲
第（１）項記載のインバータ装置。 - （６）前記第１のインダクタンス素子はトランスである
ことを特徴とする特許請求の範囲第（１）項記載のイン
バータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60138648A JPS61295873A (ja) | 1985-06-25 | 1985-06-25 | インバ−タ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60138648A JPS61295873A (ja) | 1985-06-25 | 1985-06-25 | インバ−タ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61295873A true JPS61295873A (ja) | 1986-12-26 |
Family
ID=15226900
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60138648A Pending JPS61295873A (ja) | 1985-06-25 | 1985-06-25 | インバ−タ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61295873A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02290163A (ja) * | 1989-03-14 | 1990-11-30 | Hughes Aircraft Co | Ｎ相正弦波変換器 |
-
1985
- 1985-06-25 JP JP60138648A patent/JPS61295873A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02290163A (ja) * | 1989-03-14 | 1990-11-30 | Hughes Aircraft Co | Ｎ相正弦波変換器 |
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