JPS61236387A

JPS61236387A - 多相多重チヨツパ

Info

Publication number: JPS61236387A
Application number: JP60077070A
Authority: JP
Inventors: Yasufumi Yamada; 山田　恭文; Masami Nagata; 永田　雅己; Hirotaka Takeuchi; 広孝竹内
Original assignee: NipponDenso Co Ltd
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 1985-04-11
Filing date: 1985-04-11
Publication date: 1986-10-21
Also published as: JPH0528076B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、多相多重チョッパの各相の電流の均一化をは
かる構成に関するもので、直流電動機の速度制御等に用
いるものに関する。

〔従来の技術〕

多相多重チョッパで直流電動機を制御する場合、各相の
抵抗分、インダクタンス、制御素子等の回路定数のバラ
ツキにより、各相の電流に不平衡を生じる。この問題に
対して、従来は第９図の様に各相の電流を検出し、不平
衡分を修正している。

この第９図において、バッテリ１は、電動機２の駆動用
電源であり、結合リアクトル４を介して、トランジスタ
Ｔｒ１　、’［’ｒ、、Ｔｒ３により電圧制御を行う。

３はフリーホイールダイオードである。５は各種センサ
であり例えば温度、回転数などの情報をビックアンプす
るものである。そして、このセンサ５の出力はマイクロ
コンピュータ６に人力されている。１２は電流検出器で
、各相部に相電流を検出し、この検出値を増幅器９で増
幅し、相電流加算器１１に入力している。この相電流加
算器１１で電動機電流を算出し、この算出した値をマイ
クロコンピュータ６に取り込んでいる。又、増幅器９の
出力信号と、相電流加算器１１の出力信号とは、バラン
サ１０に取り込まれている。このバランサ１０はアンバ
ランス是正分を決定し、分配器７ヘアンバランス是正信
号を入力している。

マイクロコンピュータ６からのベース出力信号璧、前記
アンバランス是正信号により分配器７内で修正されて、
ベース信号増幅器８を通して、トランジスタＴｒ、＋　
Ｔｒｚ　、Ｔｒ３のベースを駆動する。又、リアクトル
２１およびコンデンサ２２は、入力フィルタ用である。

〔発明が解決しようとする問題点〕

しかし、この方法だと、各相に全て、電流検出器１２、
増幅器９、バランサ１０が一ケずつ必要になるし、又、
相電流加算器１１も必要となり、装置の大型化、複雑化
を導いている。

本発明は、かかる問題に対して、各相電流を検出して修
正するのではなく、電源電流のみの検出で、平衡化をは
かる事により、−組の電流検出器、増幅器だけで構成で
きるようにして回路の簡略化を計り、装置の小型化、簡
単化を達成することを目的としたものである。

なお、本件出願人が先に出願した特願昭６０−１３２２
９号は負荷電流を検出するものであるが、本発明は電源
電流を検出するものである。

〔問題点を解決するための手段〕

このために本発明はスイッチ手段と直流電源と負荷とを
備えた多相多重チョッパにおいて少なくとも指令値から
前記スイッチ手段の基本デユーティ比（ＴＯＮ）を決定
する手段（２００）、該基本デユーティ比（ＴＯＮ）が
実質５０％以上か否かを判別するモード判別手段（３０
０）、前記直流電源の電源電流を所定のタイミングで検
出する電流検出手段（４００）、前記スイッチ手段をＯＮせしめる信号および前記モード
判別手段の出力から前記電流検出手段が電流を検出して
出力するタイミングを決定するタイミング決定手段（５
００”）、前記電流検出手段の出力に基づいて前記各スイッチ手段
を流れる各々の相電流と、該各々の相電流の和である負
荷電流とを演算し、かつ各々の相電流相互間の不平衡分
を算出する演算手段（６０Ｏ）、および該演算手段の演算結果により前記スイッチ手段をＯＮせ
しめる信号を出力し、該スイッチ手段のＯＮ時間を制御
するＯＮ時間制御手段（７００）を備えたものである。

〔作用〕

それにより、１つの電流検出手段で電源電流を所定のタ
イミングで検出し、その値から各相電流を算出する。す
なわち、電源電流の中には各相電流の情報が含まれてい
るので、あるタイミングでその電源電流の瞬時値をピッ
クアップすることにより、それがそのまま特定の相の相
電流を表すことになる。しかし、チョッパのデユーティ
比が大きい領域では、電源電流の瞬時値がそのまま相電
流を表すことにはならないので、チョッパのデユーティ
比を判別するモード判別手段を設け、特定モードの時は
電源電流の瞬時値から求める相電流を算出するものであ
る。よって、チョッパの運転モードにより、相電流算出
の仕方は変化する。各相電流が算出できれば相互間の不
平衡分が判明するので、この不平衡をなくすべく、各ス
イッチ手段のＯＮ時間が修正される。

〔発明の効果〕

このようにして、電源電流を単一の電流検出手段により
検出することによって多相多重チョッパの各相のスイッ
チ手段を流れる電流の平衡がなしとげられるから、簡単
で安価な構成とすることができる。

〔実施例〕

以下一実施例について説明する。

まず、この実施例の概要について説明する。この一実施
例は第２図に示したとおりの三相三重チョッパである。

第３図（ａ）ないしｆｈ）には各相のトランジスタのベ
ース信号（ａ）〜（ｅ）と共に、各相の電流波形（ｄ）
〜（ｆ）、モータ電流波形（ｇ）、バッテリ電流波形（
ｈ）を示す。又、第４図ないし第７図に、この場合生ず
る三つのモードＩ、　　ｎ、　　ＩＩ［に於けるベース
信号（ａｌ〜（Ｃ）とバッテリ波形（ｅ）の内容とを図
解して示す。この第４図ないし第７図から、三つのトラ
ンジスタＴｒｌ　＋　Ｔｒｚ　＋　Ｔｒ、、のベース信
号の論理をとれば、モードＩとモード■で同じタイミン
グ、又、モード■とモード■で同じタイミングで、ある
−相（図では７ｒ、が接続された相）だけの相電流情報
が得られる事が判明する。従って、モード■の中間、つ
まりデユーティ比が５０％付近で、これらの検出動作を
切換えてやる事により、各モードの切換点での連続性を
保ちつつ、各相の相電流が検出できる。そして、この検
出信号を用いて、各相の電流の平衡化が達成できる。又
、モータ電流も、モード情報から、推定演算が可能とな
り、装置の小型化が計れる。

そして、本実施例では、第２図においてスイッチ手段を
トランジスタ７’ｒ、ｌ　Ｔｒｚ　、Ｔｒ３で構成し、
基本デユーティ比を決定する手段とモード判別手段と演
算手段とをコンピュータ６内のプログラム処理で構成し
ている。又、電流検出手段は、電流検出器１２と、増幅
器９とＡ／Ｄ変換器１５とで構成され、タイミング決定
手段はこの場合、コンピユータ６外部のタイミング決定
器２０で構成している。更に、スイッチ手段Ｔｒｌ　。

Ｔｒｚ　、　Ｔｒ、、のＯＮ時間を制御するＯＮ時間制
御手段は分配器７とベース信号増幅器８とコンピュータ
６内のプログラム処理で構成されている・以下具体的に
実施例を説明する。

第２図において、１はバッテリ、２は電動機、３はフリ
ーホイールダイオード、４は結合リアクトル、５は各種
センサー、６はマイクロコンピュータ、７は分配器、８
はトランジスタのベース信号増幅器、９は増幅器であり
、これらは第９図の従来例と同一のものである。

電流検出器１２は、トランジスタＴ　ｒ　１　＋　Ｔ　
ｒ　ｚＴｒ３のエミッタ側から、入力フィルタ用のコン
デンサ２２のマイナス側までの間に挿入されている。こ
の電流検出器１２で検出する電流を電動機電流ｉ、に対
して、バッテリ電流ｉＢと呼ぶことにする。そして、電
流検出器１２でバッテリ電流ｉ、を検出し、増幅器９で
信号を増幅した後、Ａ／Ｄ変換器１５に入力され、Ａ／
Ｄ変換される。

一方、マイクロコンピュータ６からの、ベース出力信号
Ｓｂ＋　、Ｓｂｚ　、Ｓｂ３と、制御信号ｓｃとにより
、読み込みのためのタイミング決定器２０で決定された
タイミングで、Ａ／Ｄ変換器１５を起動させ、前述のＡ
／Ｄ変換された後のＡ／Ｄ変換器１５の出力を、マイク
ロコンピュータ６に取り込み読み込みを行う。すなわち
、マイクロコンピュータ６は所定の制御された特定時刻
にバッテリ電流信号を読み込むのである。

その他の第９図と同番号を付された第２図のものの機能
は、第９図の従来例と同一である。

従来は、第９図の様に、相電流を平衡化させるために、
各相部に相電流を検出する合計３つの電流検出器１２、
その検出器出力を増幅する３つの増幅器９、更には、そ
の検出結果から各相電流の平均値が等しくなるように、
作動するバランサ１０般どを備える構成である。従って
、Ｎ相の多相多重チョッパであれば、上記の機器や回路
が全てＮ個ずつ必要となり、回路構成も複雑で、大型化
、高コスト化を導いていた。

これに対して、本発明実施例では、第２図の様に、バッ
テリ電流を単１の電流検出器１２で検出し、この多相多
重チョッパの動作モードを考慮に入れる事により、各相
の電流を分離検出したこと特徴としている。

従って、−組の電流検出器１２と増幅器９及び、Ａ／Ｄ
変換器１５があれば、各相合ての相電流を検出する事が
でき、こうして検出した各相電流をもとにトランジスタ
Ｔｒ＋　、Ｔｒｚ　、Ｔｒｓをフィードバック回御すれ
ば、各相の電流平衡化が、簡単にかつ、小形で達成でき
る。

第３図に第２図図示回路の動作波形の一例をトランジス
タＴ　ｒ　＋　＋　Ｔ　’　ｔ　＋　Ｔ　ｒ　３のオン
、オフ状態と、各相電流’Ｉｎ　　’２＋　　１３と、
電動機電流ｉ、と、バッテリ電流ｉ、とについて示す。

この場合三相であるから、各トランジスタＴｒ＋　。

Ｔｒｔ、Ｔｒｚのオンのタイミングは、周期Ｔ内に於い
て、１／３・Ｔずつずらしである。この時ＯＮ時間が、
３ケのトランジスタ共同じだとすると、回路定数、例え
ば各相の抵抗、インダクタンス、トランジスタのスイッ
チング時間などのバラツキにより、−例として第３図（
ｄｌ、　ｔｅｌ、　（ｆ）の各相電流’ｌ＋　　ｉｚ＋
　　ｔ３の様に、平均値的に電流値のアンバランスが生
じてくる。しかしながら、これら各相電流’Ｉ＋　　’
ｔ＊　　１３を合成した電動機！電流ｉ、は、第３図（＆０の波形の様に、はぼ均等にな
る。各相電流’Ｉ＋　　’！＋　　ｔ３の差異により、
電動機電流ｉ、のピーク値に相違（変化）はみられるも
のの、このような変化幅の小さい所での判別は困難であ
り回路構成部品の精度が要求される。

よって、電動機電流ｉ、を検出したのでは本発明の目的
を達成しがたい。特に高周波スイッチングの場合は、こ
のピーク値の相違は小さい。これに対して、バッテリ電
流ｉ１１の波形は、第３図（ｈ）からも解る様に、オン
しているトランジスタのみの相の、オン期間だけの電流
の合成である。そのため、第３図（ｈ）に示されたバッ
テリ電流ｉ、には、トランジスタＴｒｌ＋　Ｔ　ｒ　ｔ
　＋　Ｔ　ｒ　３のうちいずれか２つのトランジスタが
ＯＮしているときの二相の電流の和と、いずれか１つの
みのトランジスタがＯＮしているときの一相の電流とが
交互に現れている。

つまり、タイミング（測定時期）を考慮したバッテリ電
流ｉＢの検出を電流検出器１２、増幅器９、Ａ／Ｄ変換
器１５を介して行えば、それが、とりもなおさず、ある
特定の相の電流を検出できる事になる。以下、この方法
を詳述する。

第３図（ａ）の周期Ｔに対し、各トランジスタＴｒ、。

Ｔｒ、、Ｔｒ３のオン時間がＯ〜１／３・Ｔ迄のチョッ
パのデユーティ比領域をモード１．１／３・Ｔ〜２／３
−・Ｔ迄をモードＩＩ、　　２／３・Ｔ−Ｔまでをモー
ド■とし、これらのモードＩ、モード■、モード■にお
けるトランジスタＴｒｌ　＋　Ｔｒｚ　、Ｔｒ３のオン
期間、第１相の電流の検出タイミング（Ｐ。

の矢印にて示す時点）、及びバッテリ電流ｉｌｌを第４
図ないし第７図に示す。

バッテリ電流ｉＩｌの波形のＱ印に位置する符号１１Ｐ
＋　　ｌ　１ｍは、検出タイミング（ｐ、の矢印）の時
点の検出値（瞬時値）を示している。又、丸印の中の１
．　２．　３は第１相、第２相、第３相を意味している
。

注意すべきは、検出タイミングを指令するＰ。

の信号は、各トランジスタＴｒ、＋　Ｔｒ２．Ｔｒ、。

のベース信号の論理計算結果を用いるため、検出タイミ
ング（ｐ＋の矢印）の時点でのバッテリ電流ｉ！ｌの値
は、トランジスタＴｒ、、　ＴｒｌＬ。

７ｒ３のスイッチング動作の遅れによって、バッテリ電
流１８の変化する直前の値を検出している事である。

第４図および第５図のモード■、モード■の場合、前述
した如くバッテリ電流１８の波形から明らかな様に、あ
る−相だけの波形が現れている所が必ず存在する。この
期間は、−相のトランジスタだけがオンしている期間で
あり、第−相については信号Ｐ、のパルス幅である。そ
して、信号Ｐ１の立下り、つまりＰｌの矢印のタイミン
グでバッテリ電流ｉ、を検出すれば、モードＩではピー
ク値’　１ＩＩＦ＋　モード■ではボトム値ｉ。が得ら
れる。

ここで特筆すべきは、この様にトランジスタＴｒ、。

Ｔｒｚ、Ｔｒ＝のベース電流の論理をとる事により、多
相多重チョッパの基本デユーティ比が変化してモード■
からモード■へ移行したときでも、連続的に特定相の相
電流を検出できる事である。

つまり、モードの移行点での特定相の相電流の測定ミス
がない事である。

同様にして第二相の図示せぬＰｚ、第三相の図示せぬＰ
３の立下りのタイミングでバッテリ電流ｉ、を検出すれ
ば第二相、第三相の相電流が検出できる。なお、ここで
Ｐ、、Ｐ３とは前述のＰ。

に相当する第二相、第三相の検出タイミング信号である
。

次に、第６図および第７図にモード■とモード■の場合
を示す。

この場合は、第４図、第５図のチョッパの基本デユーテ
ィ比の小さい場合と違い、破線内領域ｔＩｔ１ｚで示し
た期間内での電動機電流ｉ、とバフテリ電流ｊＢとの差
に、ある−相だけの波形（第６図、第７図では丸印の中
に１を記して示した第−相の波形）が現れている所が必
ず存在する。

この期間ｔＩ＋　　ｔ２は二つの相のトランジスタが共
にオンしている所であり、図示した第−相についていえ
ばトランジスタ”２１　Ｔｒ、、がオンしている所であ
る。よって、この場合の検出タイミング信号はＰｌｏ　
の様であり、Ｐｌｏの立下り、つまり矢印のタイミング
で検出したバッテリ電流ｉＩＦ又はｉ□をその時点の電
動機電流ｉ３から差し引けば、モード■では第−相の電
流のピーク値！＋９＋　モード■では第−相の電流のボ
トム値ｉｔｓが得られる。

検出タイミングのための信号波形ＰＩ′　は、他の二つ
の相がオンしている所を取れば良く、各トランジスタＴ
ｒ、、Ｔｒ、、Ｔｒ３のベース電流の論理計算から容易
に得られる。そして、この第６図、第７図においても第
４図、第５図と同様、モード■からモード■への移行点
においても連続的に特定の相電流が検出できる。従って
、モード■の略中間点、つまり、この多相多重チョッパ
の基本デユーティ比５０％の点付近で、第４図、第５図
から第６図、第７図の相電流演算プログラムの切換を行
えば、検出系での連続性は保たれ、全てのモードにおい
て相電流を１つの電流検出器１２で検出することができ
る。

この基本デユーティ比５０％での切換え点は必ずモード
■の中であるから、同じモードＨの状態で演算プログラ
ムが切換ねるだけである。よって、モード移行時の相電
流測定ミスはおこらない。いいかえれば、モード移行時
のチャタリングによる誤検出はあり得ない。

以上の様に、第４図ないし第７図で示された通り、どの
モードでも各相の電流が検出可能となる。

ここで、多相多重チヨ・７パのメリットは非常に電流の
リップルが小さい事であり、一般に、直流分に対して、
交流リップル分は非常に小さく無視し得る。従って、各
相のピーク値（例えば’　ｌＦ＋　　’　ＩＰ）でもボ
トム値（ｌ　Ｂｌ＋　　ｌ　ＩＩＩ）でも、それらはほ
ぼ各相の平均電流値を意味するため、平均電流値の平衡
化を計る目的であれば、平均電流値としてピーク値をと
ろうがボトム値をとろうが値に大差はなく、これで充分
フィードバック制御可能である。

しかしながら、更に精度を上げたい場合には、回路定数
、回転数、温度などの情報で測定した相電流値を修正す
れば良いし、あるいは又、検出タイミング信号波形のＰ
、およびＰｌｏ　の立上り、立下りの双方でバッテリ電
流ｉをマイクロコンピュータ６に読み込んで演算すれば
求める特定相のピーク値及びボトム値の両方が求まるか
ら、これらから正確な平均値を演算して求めても良い。

第２図の読み込みタイミング決定器２０とは、第４図な
いし第７図の検出タイミング信号Ｐ＋＋Ｐ、°の立下り
で、Ａ／Ｄ変換器１５をトリガし、バッテリ電流ｉ、を
検出し、マイクロコンピュータ６にデータを取り込ませ
るものである。この信号Ｐ、、Ｐ、″は上記の通りモー
ド■からモード■の中間点迄、つまりチョッパの基本デ
ユーティ比が５０％以下の時の論理式は、第４図、第５
図において、Ｐ、＝■ｎ＠ｎ■であり、モード■の中間
点からモード■まで、つまり基本デユーティ比が５０％
以上の時は、第６図、第７図において、ＰＩ　’　　＝
ＯｎＯｎＯの論理式で求められる。

又、その時、マイクロコンピュータ６から基本デユーテ
ィ比が５０％より大か小かの制御信号Ｓｃ（第２図）を
、タイミングを決定するタイミング決定器２０に入力し
ておけば良い。

次に第８図（ａ）、　（ｂ）にフローチャートを示し、
説明する。第８図（ａ）は、メインルーテンで第８図（
ｂ）は割り込みルーチンである。これらのプログラムは
第２図のマイクロコンピュータ６内のＲＯＭに格納され
ている。本システムが起動されると、第８図（ａ）のメ
インルーチンの処理がマイクロコンピュータ６内のＣＰ
Ｕによって開始され、まず、ステップ１００において制
御回路の初期設定を実行するもので、マイクロコンピュ
ータ６内のＲＡＭのクリア、マイクロコンピュータ６内
の入出力ボートの設定などを行い次のステップ１１０に
移る。

そして、ステップ１１０以下のステップにより、分配器
７ヘマイクロコンピユータ６から出力するベース信号の
デユーティ比を演算し、出力するための一連の処理を実
行する。

この処理が開始されると、まずステップ１１０で各種セ
ンサ５及び指令値等の各種条件がマイクロコンピュータ
６内の入力ボートより取り込まれ、次のステップ１２０
で、その情報を基にベース信号の基本デユーティ比Ｔ。

Ｎが演算される。基本デユーティ比Ｔ。Ｈの演算とは、
検出された電動機電流■、と指令値から演算された目標
となる電動機負荷電流■。との差から、演算して得るも
のである。なお、電動機電流１１とは各相電流平均値１
１＋１！＋Ｉ３の和である。この様にして得られた基本
デユーティ比Ｔ。）ｌはマイクロコンピュータ６内のＲ
ＡＭ内にストアしておく。

続くステップ１３０では、基本デユーティ比Ｔ。Ｎが５
０％以上か否かを判定し、ＮＯかＹＥＳで夫々分岐し、
ステップ１４０又は１５０に移行し、そこでは、第８図
（ｂ）の割り込みルーチンで得られた各相電流ｉｆｉを
ＲＡＭから取り出し、相電流平均値工、に換算する。こ
の場合、前述の通り、回路定数、回転数等から修正を加
えても良いし、また検出をピーク値とボトム値の両方の
値を取り込んでいるなら、その２点の近似により相電流
平均値Ｉ、１を求めても良い。

つまり、基本デユーティ比Ｔ。８が５０％以下の場合は
、ステップ１５０において、検出した各相電流ｔ、（ｎ
は１．２．３）からそのまま平均値Ｉｒ＋＝ｆ＋（ｆ、
）で求められるし、基本デユーティ比Ｔ。Ｈが５０％以
上の場合はステップ１４０においてＩｎ　＝ｆｚ　（Ｉ
ｓ　−ｆ＋＋　）で求まる。この様にして求められた相
電流平均値Ｉ７から、次のステップ１６０で電動機電流
１１を１．＝Ｉ、＋１、＋１．で求め、更に次のステッ
プ１７０で、この電動機電流１．と各相の平均電流Ｉ７
とから各相の不平衡分へ１７の算出を△１．＝１．／３
−１．の式から求める。

この不平衡分ΔＩ７を基に、次のステップ１８０で、各
相トランジスタＴｒ＋　ｌ　Ｔｒ２＋　Ｔｒ＝のＯＮ時
間ＤＴ□の補正を行う。これには、基本デユーティ比Ｔ
。、ｌに、Δ■７による補正項ｆＤ（△１．）を加算す
る事により求める。そして次のステップ１９０で、各ト
ランジスタのＯＮ時間信号Ｄ？Ｒｎをマイクロコンピュ
ータ６内の出力ポートから、分配器７に出力して、初期
設定のあとのステップ１１０に戻る。

次に第８図（ｂ）の割り込みルーチンを説明する。

これは、Ａ／Ｄ変換器１５からの出力がマイクロコンピ
ュータ６に入力されたときに処理されるルーチンである
。前述の様に、Ａ／Ｄ変換器１５には、各ベース信号相
当の信号Ｓｂ＋　、Ｓｂｚ　、Ｓｂｚと、マイクロプロ
セッサ６からの基本デユーティ比が５０％以上か否かの
制御信号ＳＣとにより、タイミング決定器２０で決定さ
れた読み込みタイミング信号が入力されている。

この読み込みタイミング信号に同期して、バッテリ電流
ｉ１．のＡ／Ｄ変換を実行するのであるが、読み込みタ
イミング信号に同期とは、第４図ないし第７図に示した
信号Ｐ、、Ｐ、”　の立下りの矢印に同期することであ
る。

前述の様に、この時点で検出した値はＰ　Ｉ　＋　　Ｐ
　Ｉ゛ならば第−相の相電流ｆ＋　％　Ｐｚ　＋　　Ｐ
ｚ’ならば１２、Ｐ３．Ｐ３“ならばｉ、に相当し、メ
インルーチンのステップ１４０．１５０でこれらｉＩ＋
１２＋ｉ３の値を用いて、各相電流平均値１＋、Ｉｚ。

Ｉ３を求めるものである。

従って、Ａ、／Ｄ変換が開始され、終了した時に、この
割り込みルーチンがリクエストされ、その値１７をマイ
クロコンピュータ６に最初のステップ１９１で取り込む
。次のステップ１９２で、ｉｆｉが１１．１２＋　　１
３＋　のいずれなのかの情報を取り込んで（あるいは、
ベース信号出力からマイクロコンピュータ６自身が判断
しても良い）、それに対応するＲ　Ａ　Ｍ　ｔｉ域に、
Ａ／Ｄ変換値データを格納して、再び割り込みされる以
前の処理へ帰って、プログラムの実行を継続するのであ
る。

以上のごとく作用する本システムにおける多相多重チョ
ッパは、わずか−組の電流検出のための装置、すなわち
電流検出器１２、増幅器９、Ａ／Ｄ変換変換器及５該Ａ
／Ｄ変換器のトリガのためのタイミング決定器２０を有
するのみで極めて経済的な小型・軽量化がなされている
。しかし、それにも拘らず、３相それぞれの相電流平均
値■７の分離検出ができるため、高精度かつ簡単な演算
で三相の平衡化が行える優れた多相多重チョッパとなる
のである。

上記一実施例では、分配器７、読み込みのためのタイミ
ング決定器２０を用いているが、マイクロコンピュータ
６の内部で直接、位相が１／３・Ｔずつずれたベース信
号を生成し、該ベース信号をベース信号増幅器８に出力
する事もできる。又、そうした時に、読み込みタイミン
グ決定器２０で生成される検出タイミング信号も、マイ
クロコンピュータ６の内部で生成可能であるから、Ａ／
Ｄ変換器１５に、マイクロコンピュータ６かう直接Ａ／
Ｄ変換開始をトリガする事もできる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の基本的構成図、第２図は本発明の一実
施例に係る電気回路図、第３図（ａｌないし第３図（ｈ
）は第２図図示回路の各部波形図、第４図および第５図
の夫々（ａｌないしくｅ）は、上記一実施例においてデ
ユーティ比５０％以下の場合における各部波形図、第６
図および第７図の夫々（ａｌないしくｅｌは、デユーテ
ィ比５０％以上の場合における各部波形図、第８図（ａ
）および第８図［ｂ）は上記一実施例で実行されるプロ
グラムのフローチャート、第９図は従来回路図である。１・・・直流電源、２・・・負荷。Ｔｒ＋　ｌ　Ｔｒｉ　＋　Ｔｒ３”’スイッチ手段。２００・・・基本デユーティ比決定手段。３００・・・モード判別手段、４００・・・電流検出手
段。５００・・・タイミング決定手段、６０ｏ・・・演算手
段。７００・・・ＯＮ時間制御手段、３・・・フリーホイー
ルダイオード、５・・・各種センサ、６・・・マイクロ
コンピュータ、９・・・増幅器、１５・・・Ａ／Ｄ変換
器。２０・・・タイミング決定器。Ｓｂ＋　、Ｓｂｚ　、Ｓｂｚ・・・ベース出力信号。Ｓｃ・・・制御信号、ｉＢ・・・バッテリ電流。１１　＋　　１２　＋、１３・・・各相電流１　　ｉｌ
ｌ・・・電動機電流。

Claims

【特許請求の範囲】直流電源から負荷に供給する直流電流を複数の並列接続
された相電流チョッピング用のスイッチ手段でチョッピ
ング制御し、前記各スイッチ手段は互いにＯＮ開始時点
をずらせて所定の制御されたデューティ比でＯＮ、ＯＦ
Ｆする多相多重チョッパにおいて、少なくとも指令値から前記スイッチ手段の基本デューテ
ィ比（ＴＯＮ）を決定する手段（２００）該基本デュー
ティ比（ＴＯＮ）が実質５０％以上か否かを判別するモ
ード判別手段（３００）、前記直流電源の電源電流を所
定のタイミングで検出する電流検出手段（４００）、前記スイッチ手段をＯＮせしめる信号および前記モード
判別手段の出力から前記電流検出手段が電流を検出して
出力するタイミングを決定するタイミング決定手段（５
００）、前記電流検出手段の出力に基づいて前記各スイッチ手段
を流れる各々の相電流と、該各々の相電流の和である負
荷電流とを演算し、かつ各々の相電流相互間の不平衡分
を算出する演算手段（６００）、および該演算手段の演算結果により前記スイッチ手段をＯＮせ
しめる信号を出力し、該スイッチ手段のＯＮ時間を制御
するＯＮ時間制御手段（７００）を備えたことを特徴と
する多相多重チョッパ。