JPS6120222B2

JPS6120222B2 -

Info

Publication number: JPS6120222B2
Application number: JP55055218A
Authority: JP
Inventors: Kenichi Ootsuka; Katsu Maekawa
Original assignee: Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1980-04-25
Filing date: 1980-04-25
Publication date: 1986-05-21
Also published as: JPS56150977A

Description

【発明の詳細な説明】

本発明は、電圧形インバータ出力電圧の制御に
関する。電圧形インバータの出力電圧波形は高調波成分
の少ない正弦波が望ましい。インバータ自身の制御により、出力電圧波形を
改善する方法としてはパルス幅変調（以下
「PWM」という）方式があり、一般に適用されて
いる。正弦波電圧からパルス幅電圧への変換の手段と
して従来よく用いられているのは、正弦波の電圧
基準信号を三角波と比較することにより。スイツ
チをオン・オフするものである。この方式の一例を第１図に、また出力電圧振幅
が第１図の半分の場合を第２図に示す。第１図，第２図に表わされるように、出力電圧
１０２，１０４は基準正弦波１０１，１０３を変
える（三角波100は一定）ことによつて可変され
る。誘導電動機をＶ（電圧）／Ｆ（周波数）制御す
る場合、出力電圧Ｖは周波数Ｆに比例させて変化
させねばならないから、単位正弦波と電圧の振幅
指令値とを乗算することによつて基準の正弦波を
つくる必要があり、乗算器が必要となる。また、この方式では三角波のピーク付近で正弦
波と交差したとき、非常に短い幅のオンパルス，
オフパルスを生じる。これは主回路スイツチにと
つて好ましくない。パルス幅の制限回路を設け
て、パルス幅をある時間幅以上にすると、出力波
形の正弦波性が損なわれるし、回路も複雑とな
る。本発明は、これらの点に着目してなされたもの
で、オンパルス、オフパルスとも、最短の時間幅
を設定することができ、それより狭いパルスは生
じない。また、出力電圧が周波数に比例して変化
することを特徴とする。このＶ／Ｆの変更も容易
に行なうことができる。以下、本発明について説明する。ある周期関数Ｇ（θ）（ただし、θ＝２πFtで
ｔは時間）の時間微分を考える。ｄ／ｄｔＧ（θ）＝ｄθ／ｄｔ・ｄ／ｄθＧ（θ）＝２πＦ・ｄ／ｄθＧ（θ） ……（１式）（１式）が示すようにＧ（θ）の微分値の振幅
は、その時のＧ（θ）の周波数に比例したものと
なる。Ｇ（θ）としてV/2π（１−cosθ）を考える
と、その時間微分値は（Ｆ・Vsin）となり、周
波数に比例した振幅をもつた正弦波形が得られ
る。このとき微分を第３図のような回路で行なえ
ば、出力としてd/dtＧ（θ）のPWM波形が得ら
れる。つまり、第３図は本発明の原理図である。第３図において、１は角度θに相当する量、２
は関数発生器で出力したい波形をθで積分した値
Ｇ（θ）なる関数を持つている。３はＦ／Ｖ指令
で直流電圧またはＦ／Ｖに比例した周波数のパル
ス、４はスイツチ、５はスイツチ４がオンしたと
きのみＦ／Ｖ指令を積算する積分器、６は比較器
で関数発生器２の出力と積分器５の出力とを比較
し、関数発生器２の出力の方が大きいとき“１”
なる信号を他のときは“０”となる信号を出力す
る。７はラツチ回路で、８はクロツク回路周波数
ｃのパルスが入る毎に比較器の出力をラツチす
る。９はPW出力波形である。第３図の回路の動作を、第４図ａ〜ｅの波形を
参照しながら説明しよう。第４図ａは角度θであり、第４図ｂは関数発生
器２の出力信号、第４図ｃはクロツク周波数、第
４図ｄは積分器出力信号、第４図ｅはPWM出力
波形である。角度θが第４図ａのように与えられると、関数
発生器２はその瞬時のθに対応する関数値Ｇ
（θ）〔第４図ｂ〕を出力する。比較器６はこの関数値Ｇ（θ）と積分器５の出
力〔第４図ｄ〕とを比較し、関数値Ｇ（θ）が積
分器出力より大であれば、“１”なる信号を出力
する。また、等しいか、小であるときには“０”なる
信号を出力する。ラツチ回路７はクロツク周波数ｃのパルスが
与えられるごとに比較器６の値を読み込み、次に
パルスが与えられるまでの間、その値を保つ。ラツチ回路７の出力信号はスイツチ４に与えら
れ、ラツチ回路回路出力が“１”であればスイツ
チ４をオンし、“０”であればオフする。従つて、積分器５はラツチ回路出力が“１”の
ときのみ、Ｆ／Ｖ指令を積分する。これにより、
積分器５の積分値は、関数発生器２の出力Ｇ
（θ）に最大クロツク周波数ｃの１パルス分だ
け遅れて追従させられることになる。従つて、その差、すなわちラツチ回路７出力は
元の関数Ｇ（θ）を微分したもののPWM波形と
なる。このとき、クロツク周波数毎にしか出力は
変り得ない。すなわち、最小パルス幅はクロツク
fcによつて確保される。クロツクfcを高くすると
頻繁にオンオフが行なわれるようになるから、ク
ロツクfcによつてスイツチング回数を最適になる
よう調整することができる。また、（Ｆ／Ｖ）指令３を大きくすると、関数
発生器２の出力に比して、積分器５の積分値が大
きくなり易くなる。従つて、ラツチ回路７の出力
はオフしている期間が長くなる。つまり、（Ｆ／
Ｖ）指令によりd/dtＧ（θ）の振幅を調整するこ
ができる。回路を簡単にしたければ、（Ｆ／Ｖ）指令３は
クロツクfcを用いてもよい。クロツクfcのパルス
の立上りでラツチ回路７で作動させ、立下りで積
分器５のカウントを行なう。このとき、クロツク
fcを高くすると最小パルス幅、Ｖ／Ｆ比は小さく
なり、関数値Ｇ（θ）の１周期当りのパルス数は
増加する。クロツクfcを低くすると最小パルス数
は減少する。なお、第３図において、角度θが０になる毎に
積分器５をクリアするようにしておけば、関数発
生器２には１周期分の関数だけ書き込んでおけば
よい。勿論、積分量が１周期経過したとき、同じ
値であるようにすればこのクリア信号は不要とな
る。その代り積分を正負両方向に行なわなければ
ならない。さらに、本発明の作用を敷衍して説明
する。第３図において、関数発生器２から電気角
θの関数Ｇ（θ）が出力される。一方、比較器
６，ラツチ回路７，スイツチ４で積分器５の出
力、すなわちＦ／Ｖ指令３または０の時間積分値
が関数Ｇ（θ）に追従するよう積分器５の入力量
が、制御される。クロツク周波数ｃが非常に高
ければ積分器５の出力は関数Ｇ（θ）にほぼ等し
くなる。積分器５の出力が関数Ｇ（θ）に等しい
ということは、積分器５に関数Ｇ（θ）の時間微
分値が入力されていることを意味する。Ｆ／Ｖ指
令３と０のどちらかを積分するかはスイツチ４の
オン／オフ状態によつて決まるから、関数Ｇ
（θ）の時間微分値はスイツチのオン／オフの時
間に現われる。いま、周波数が低く関数Ｇ（θ）の時間変化
がごく緩やかであるとする。ラツチ回路７はクロ
ツク周波数ｃ毎にラツチされるから、スイツチ
４の最少オン時間は（１／fc）である。関数Ｇ
（θ）の時間変化が緩やかであればこの最少オン
時間で積分値は関数Ｇ（θ）の値を越えてしま
い、スイツチ４はオフする。関数Ｇ（θ）が変化
し、再び積分値より大きくなるまでスイツチ４は
オンしない。このためスイツチ４のオン時間はす
べて最少幅（＝１／fc）となる。関数Ｇ（θ）の
角度による変化率（θによる微分値）の大きい角
度では繁雑にスイツチ４がオンされるが角度によ
る変化率の小さい角度ではまれにしかオンされな
い。関数Ｇ（θ）のθによる微分がスイツチ４の
オンしている時間（すなわち出力パルス）の密度
の変化に現われる。一方、すべてのパルス幅が最
少幅となる周波数範囲では、１周期間のパルス数
も同じである。したがつて、この範囲で周波数が
２倍になると、周期は１／２になるが、オンパル
スの幅、および個数は変らない。つまり電圧が２
倍になる。これを式で説明するため(1)式を用い
た。 θ＝２πFtからｄ／ｄｔＧ（θ）＝ｄθ／ｄｔ・ｄ／ｄθＧ（θ）＝２πＦｄ／ｄθＧ（θ）であるから、“関数Ｇ（θ）をθで微分した値と
周波数Ｆとの積”に比例して密度が変化するパル
ス列が第３図の回路から出力される。すなわち、
周波数が変ると自動的に電圧も変化してＶ／Ｆ一
定に保つようなPWM信号を得ることができる。
また、関数Ｇ（θ）として正弦波の積分を用いる
と、正弦波的にパルス密度の変化するPWM信号
となる。パルス幅がすべて最小幅（＝１／fc）であるた
めには、少なくとも同じ幅だけの間スイツチ４を
オフしても、積分値が関数Ｇ（θ）に追従できな
ければならない。周波数が高くなり、関数Ｇ
（θ）の変化が速くなると、d/dθＧ（θ）の大
きい角度では最小幅オンしただけでは追従できな
くなり、その２倍（＝２／fc）の幅だけオンして
始めて関数Ｇ（θ）の値を越えることができるよ
うになる。d/dθＧ（θ）の小さい角度では最小
幅オンしただけでＧ（θ）の値を越えることがで
きる。このような周波数では最小幅のパルスと、
その２倍の幅のパルスが存在することになる。さらに、周波数が高くなると、３倍，４倍，…
…の幅のパルスも生じ、角度θによつてパルス幅
の変化するいわゆるPWM波形となる。このよう
にパルス幅が変化しても、周波数があまり高くな
ければＶ／Ｆ一定になる。第４図ｂ，ｄのように
関数Ｇ（θ）が傾斜が０（ｄ／ｄθＧ（θ）＝０）の角度で積分器５の積分を開始し、関数Ｇ（θ）が
再び傾斜０になつた角度で積分値を一旦クリア
し、再度積分を開始するように、関数Ｇ（θ）の
周期と積分器５のクリアタイミングを合せる。関
数Ｇ（θ）の変化率が大きい角度では積分値が追
従できないため、幅広のパルスとなるが、周期の
終り付近では関数Ｇ（θ）の変化率が小さくなる
ため、追従する。これにより、パルス数は少なく
なるが、その分幅の広いパルスとなつているた
め、スイツチ４のオンしている全時間は周波数が
低く、全て最少幅のパルスの場合と同じになる。
すなわちＶ／Ｆ一定の信号となる。さらに周波数が高くなると、周期の終りまでに
積分値が関数Ｇ（θ）に追従できなくなり、最後
には、スイツチ４は全オンとなる。この周波数以
上では電圧一定のPWM信号（全オン）となる。
通常、インバータに使用する場合Ｖ／Ｆ一定の
PWM信号を出力できる最高周波数が商用周波数
となるようＦ／Ｖ指令３を合せておけば良い。クロツク周波数ｃが高くなければ完全な微分
とは言えなくなるが、微分近似の信号が出力され
るといつて良く、正弦波近似のPWM信号を得る
ことができる。第４図ｅはこのような場合の波形
である。このように、第３図の構成によりPWMを行な
えば、従来の正弦波と三角波の比較によるものに
比べて、パルス幅がクロツク周波数ｃより狭い
ものは出ない。一定のクロツク、一定の（Ｆ／
Ｖ）指令であれば、出力周波数に比例して出力電
圧が変化するから、Ｖ／Ｆ制御に適している。ま
た、Ｖ／Ｆ比の変更が容易である等の長所を有す
る。第５図に、本発明のＶ／Ｆ制御への一実施例の
ブロツク線図を示す。第５図において、５０１は誘導電動機、５０２
は誘導電動機５０１へ制御回路より与えられる指
令値に応じてPWM電圧を供給する電圧形インバ
ータ、５０３は直流電源Edである。５０４は出力周波数指令設定器、５０５は周波
数指令電圧を周波数6mf₀（f₀は出力周波数）に変
換するVF変換器、５０６はｍ進カウンタで周波
数6mf₀をカウント60/m度毎の角度信号を出力す
る。５０７は６進リングカウンタでｍ進カウンタ６
がｍカウント毎に発生するキヤリー信号にて動作
する。５０８Ａ，５０８Ｂはリード・オンリ・メモリ
ーでありｍ進カウンタ５０６にて与えられる角度
θに対応して関数

【式】sinθ が書き込まれている。５０９Ａ，５０９Ｂはカウンタ、５１０Ａ，５
１０Ｂは比較器である。５１１Ａ，５１１ＢはＤ
タイプのフリツプフロツプで第３図のラツチ回路
７に相当する。また、５１２Ａ，５１２Ｂはアン
ド（論理積）回路で第３図のスイツチ４に相当す
る。また、５１２Ａ，５１２Ｂはアンド（論理
積）回路で第３図のスイツチ４に相当する。 VF（電圧→周波数）変換器５１３から与えら
れるクロツクパルスfcはアンド回路５１２Ａ，５
１２ＢおよびＤタイプフリツプフロツプ５１１
Ａ，５１１Ｂに与えられている。すなわち、第３
図の回路における（Ｆ／Ｖ）指令にクロツクパル
スfcを共用した場合に相当する。ここで関数発生器５０８Ａ，５０８Ｂの
（ｍ−１／ｍ×60）度における出力がｎであるとすると、カウンタ５０９Ａ，５０９Ｂはこれに追従す
る筈であるから、60度間にカウントすることにな
る。したがつて、出力パルスのオン期間の総和は
（１／ｆｃ×ｎ）secとなる。つまり、出力電圧はクロ
ツク周波数ｃに反比例する。また、出力電圧は出力周波数_０にも比例する
から、フリツプフロツプ５１１Ａの出力はに比例した量となり、フリツプフロツプ５１１Ｂ
の出力はｆ_０／ｆｃ・ｄ／ｄθsinθ＝ｆ_０／ｆｃcosθ に比例した量となる。第１のアンド・オア回路５１４Ａ，５１４Ｂ，
５１４Ｃによつて、６進カウンタ５０７から直接
オア（論理和）回路に入る60度矩形波信号の前に
フリツプフロツプ５１１Ａの出力が加えられ、60
度矩形波信号の後にフリツプフロツプ５１１Ｂの
出力が加えられる。更に、アンド・オア回路５１５Ａ，５１５Ｂ，
５１５Ｃにより、120度前、120度後にも、フリツ
プフロツプ５１１Ｂ，５１１Ａの反転出力が加え
られて、360度間のオン指令がつくられる。これらの信号は図示されないベースドライブ回
路を介して、インバータ５０２の正側のトランジ
スタT₁₁，T₁₂，T₁₃に与えられる。一方、５１５Ａ，５１５Ｂ，５１５Ｃの出力は
５１６Ａ，５１６Ｂ，５１６ＣのNOT（否定）
回路にて、オン・オフが逆に指令とされ、同じく
ベースドライブ回路を介して、インバータ５０２
の負側のトランジスタT₁₂，T₂₂，T₃₂に与えられ
る。第６図イ〜レは、第５図の実施例の各部波形の
タイムチヤートである。イ〜ヘは６進リングカウンタ５０７の出力、ト
は関数発生器５０８Ａの出力で

【式】の角度θが０〜60度時の関数を繰り返し出力している。チはカウンタ５
０９Ａのカウント量を、リはラツチ回路５１１Ａ
の出力を示している。ヌは関数発生器５０８Ｂの
出力でsinθなる関数の角度θが０〜60度までを
繰り返し出力している。ルはこれに追従させるカ
ウント量を、ヲはラツチ回路５１１Ｂの出力を示
している。ワはアンド・オア回路５１５Ａの出力
で、イ〜ヘの60度毎の矩形波信号とリ，ヌの信号
とから360度間の信号としたもので、誘導電動機
５０１のＵ相の正側トランジスタをオンさせる信
号である。カはその否定でＵ相の負側トランジス
タをオンさせる信号、ヨ，タも同じくＶ相の正
側，負側のトランジスタをオンさせる信号であ
る。Ｗ相は図示していないがＶ相から120度遅れ
で同様な波形となる。さて、このとき、直流アームの正側1/2，負側
−1/2なる電位として、各位相電位を360度間書く
と次の第１表のようになる。

【表】

【表】このときＵ−Ｖ間電圧は０〜60゜にて sin（θ＋30゜）−１／２−（−１／２）＝sin（θ＋30゜） 60゜〜120゜にて１／２−｛−cos（θ−60゜）＋１／２｝＝cos（θ−60゜）＝sin（θ＋30゜） 120゜〜180゜にて cos（θ−120゜）−１／２− ｛sin（θ−90゜）−１／２｝＝cos（θ−120゜）cosθ ＝sin（θ＋30゜） 180゜〜240゜にて −sin（θ−150゜）＋１／２−１／２＝sin（θ＋30゜） 240゜〜300゜にて −１／２−｛cos（θ−240゜）−１／２｝＝−cos（θ−240゜）＝sin（θ＋30゜） 300゜〜360゜にて −cos（θ−300゜）＋１／２− ｛−sin（θ−270゜）＋１／２｝＝−cos（θ＋60゜）＋cosθ ＝sin（θ＋30゜）となり、Ｕ−Ｖ間電圧の平均値は正弦波となるよ
うにＵ，Ｖそれぞれの電圧が制御されている。な
お、Ｖ−Ｗ，Ｗ−Ｕの線間電圧も正弦波になつて
いる。第６図レの波形はＵ−Ｖ間電圧を示してい
る。しかして、第５図の回路ではリード・オン
リ・メモリー（関数発生器）５０８ＡにＧ（θ）
として

【式】５０８Ｂに sinθが書き込まれているから、それぞれの微分
値sin（θ＋30゜），cosθに比例してパルスの密
度、あるいはパルス幅の変化するPWM信号が得
られる。第６図リ，ルは周波数がある程度高く、
パルス幅が変化する場合を示している。第６図チ
とリ，ヌとルからどちらも関数の変化率の大きい
部分ではPWM信号はオン（ハイレベル）とな
り、変化率の小さい部分ではオフ（ローレベル）
となつている。さて、第５図において、５１７はクロツク周波
数ｃ指令設定器、１８は関数発生器、１９は加
湿器である。これはＶ／Ｆ制御における低速域の
インピーダンスドロツプをを補償するための回路
である。誘導電動機５０１を運転する場合、実際に周波
数と比例関係を保たせたいのは端子電圧でなく誘
起電圧である。高速域では端子電圧に対するイン
ピーダンスドロツプの比率が小さいため、殆ど
Ｖ／Ｆで良いが、低速域ではインピーダンスドロ
ツプの比率が大きくなるため、Ｖ／Ｆ一定では低
速になるほど磁束が弱まり、ついには停止してし
まう。このため、低速域では誘起電圧にインピー
ダンスドロツプ分を上乗せして与える必要があ
る。第７図Ａは関数発生器５１８の入出力関係を示
すもので、縦軸に入力（直流電圧）横軸に出力
（周波数_０相当電圧）を表わし、この関数は周
知のオペレーシヨナルアンプとダイオードによ
り、容易に構成可能である。第７図Ｂは、第７図Ａのような関数が与えられ
たときの加算器５１９の出力を示す。一定値がク
ロツク周波数指令設定器５１７によつて加算器５
１９の他方入力として与えられているから、加算
器５１９の出力は第７図Ａの出力をクロツク周波
数ｃ指令の分だけ正側にバイアスした形にな
る。前述したようにクロツク周波数ｃと、Ｖ／Ｆ
比とは反比例の関係にあるから、クロツク周波数
が半分になると電圧Ｖは２倍に、１／３になると
電圧Ｖは３倍となる。従つてクロツク周波数ｃ
が１〜１／Ｋの間可変であれば、電圧ＶをＫ倍ま
で出すことができ、第７図Ｃのように、誘導機５
０１に与える電圧Ｖと周波数_０を関係づけるこ
とができる。周波数f₀が下るとともに電圧Ｖも低
くなる。このように、第５図の構成によれば、クロツク
周波数ｃを変えるのみでＶ／Ｆ比を容易に変更
できるから、簡単な回路にて、誘導電動機５０１
を低速域まで使用することができる。以上述べてきたように、本発明によれば、クロ
ツク周波数によつて最短のパルス幅が決まり、そ
れ以上の幅を持つたパルスのみでPWMが行なわ
れる。また、出力電圧が出力周波数に自動的に比
例して変化する。したがつて、従来例の様に、出力電圧を周波数
に比例させるための回路が不要である。また、Ｖ／Ｆはクロツク周波数に反比例するつ
まりクロツクパルス周期に比例するという関係に
あるから、個々の装置におけるＶ／Ｆをクロツク
周波数にて簡単に調整することができる。しかも、このクロツク周波数を出力周波数指令
値に基づいて変化させることにより、さまざまな
制御を行なうことができる。さきに述べた低速域
の補償はその一例であるが、他に例えば、フアン
ポンプのように自乗負荷特性を持つ用途において
は、クロツク周波数を出力周波数に反比例して減
少させるようにすれば、V²／Ｆ一定にて制御す
ることができ、高効率にて可変速制御を行なうこ
とができる。この場合も構成は第５図と同一でよ
く、関数発生器５１８に持たせる関数が変わるの
みである。

【図面の簡単な説明】

第１図・第２図は従来例によるパルス幅変調手
法の説明図、第３図は本発明の原理を示すブロツ
ク図、第４図ａ〜ｅは第３図の回路の動作を説明
するための各部波形図、第５図は本発明の一実施
例のブロツク線図、第６図イ〜レは第５図の回路
の動作を表わすタイムチヤート、第７図Ａは関数
発生器５１８の入力（直流電圧）・出力（出力周
波数_０相当電圧）特性図、第７図Ｂはクロツク
周波数ｃ（Ｆ／Ｖ指令）の出力周波数_０との
関係図、第７図Ｃは出力周波数_０と出力電圧Ｖ
との関係図である。１……角度θ指令値、２・５０８Ａ・５０８
Ｂ・５０８……関数発生器、３……Ｆ／Ｖ指令、
４……スイツチ、５……積分器、６・５１０Ａ・
５１０Ｂ……比較器、７……ラツチ回路、８……
周波数_０のクロツクパルス、９……PWM出
力、５０１……誘導電動機、５０２……インバー
タ、５０３……直流電源、５０４……出力周波数
指令器、５０５，５１３……VF変換器、５０６
……ｎ進カウンタ、５０７……６進カウンタ、５
０９Ａ・５０９Ｂ……カウンタ、５１１Ａ・５１
１Ｂ……フリツプフロツプ、５１２Ａ・５１２Ｂ
……AND（論理積）回路、５１４Ａ〜５１４
Ｃ・５１５Ａ〜５１５Ｃ……AND（論理積）−
OR（論理和）回路、５１６Ａ〜５１６Ｃ……否
定論理回路、５１７……高速域におけるＦ／Ｖ指
令設定器、５１９……加算器。

Claims

【特許請求の範囲】１出力電圧の電気角指令値を入力としその電気
角指令値に応じて所望の出力電圧波形の電気角に
よる積分値を出力する関数発生器と、スイツチが
オンの期間だけそのスイツチの他端に与えられる
量を積分する積分器と、前記関数発生器と前記積
分器の出力を比較してオンオフ信号を出力する比
較器と、前記比較器の出力を一定時間毎に読み込
み保持するラツチ回路と、前記ラツチ回路の動作
周期を与える発振器と、前記ラツチ回路出力によ
つてそのオンオフが決定される前記スイツチとを
備え、前記ラツチ回路出力に基づきインバータの
スイツチング素子のオン・オフを決定するものに
おいて、前記積分器に接続されたスイツチの他端
に与えられる被積分量を可変にすることによりイ
ンバータ出力のＶ／Ｆを可変とすることを特徴と
する電圧形インバータ。２出力電圧の電気角指令値を入力としその電気
角指令値に応じて所望の出力電圧波形の電気角に
よる積分値を出力する関数発生器と、可変周波数
発振器と、前記可変周波数発振器に接続されたス
イツチと、このスイツチの他端に接続され前記ス
イツチがオンのときのみ前記可変周波数発振器の
出力パルスを計数するカウンタと、前記関数発生
器の出力と前記カウンタの出力を比較してオン・
オフ信号を出力する比較器と、前記可変周波数発
振器によつて与えられる動作周期毎に前記比較器
の出力を読み込み保持するラツチ回路とを備え、
前記スイツチは前記ラツチ回路出力によつてオ
ン・オフされると共に、前記ラツチ回路出力によ
つてインバータのスイツチング素子のオン・オフ
を決定することを特徴とする電圧形インバータ。３特許請求の範囲第２項記載のものにおいて、
前記可変周波数発振器の発振周波数を出力周波指
令値の関数として制御することを特徴とする電圧
形インバータ。