JPS61199472A - Ｐｗｍインバ−タの制御回路 - Google Patents
Ｐｗｍインバ−タの制御回路Info
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- JPS61199472A JPS61199472A JP60038333A JP3833385A JPS61199472A JP S61199472 A JPS61199472 A JP S61199472A JP 60038333 A JP60038333 A JP 60038333A JP 3833385 A JP3833385 A JP 3833385A JP S61199472 A JPS61199472 A JP S61199472A
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- wave
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野］
本発明は、ＰＷＭ方式によりインバータの出力電圧を正
弦波状に制御して例えばモータを低１〜ルクリツプル、
高効率にて運転させるＰＷＭインバータの制御回路に関
する。
弦波状に制御して例えばモータを低１〜ルクリツプル、
高効率にて運転させるＰＷＭインバータの制御回路に関
する。
近年、安価な交流電動機の速度制御装置としてＰＷＭ方
式のインバータは広く用いられるようになり、装置を安
価に提供するために無調整化が要求され制御回路のデジ
タル化が進んでいる。
式のインバータは広く用いられるようになり、装置を安
価に提供するために無調整化が要求され制御回路のデジ
タル化が進んでいる。
第３図（Ａ）、（Ｂ）及び第４図（Ａ）、（Ｂ）は、こ
のように制御回路がデジタル化された従来のＰＷＭイン
バータの動作を説明づる信号波形図である。
のように制御回路がデジタル化された従来のＰＷＭイン
バータの動作を説明づる信号波形図である。
制御回路は同図（Δ）に示されるようにレベルがステッ
プ的に階段状に変化するデジタル正弦波Ｑどこのデジタ
ル正弦波ｑより周波数の十分高いデジタル三角波りとを
発生さげる。なお、デジタル三角波りもステップ的に変
化する階段波であるが簡単のためにステップ的でなく直
線的に図示しである。そし−Ｃ１このデジタル正弦波ｑ
とデジタル三角波りとを比較し、デジタル正弦波０の振
幅値がデジタル三角波りよりも大ぎい区間は論理値ＩＩ
１ Ｉ＋を出力し、小さい区間は論理仙″゛Ｏ″を出
力し、この論理信号によってインバータの構成要素であ
るスイッチング素子をオン・オフ制御する。
プ的に階段状に変化するデジタル正弦波Ｑどこのデジタ
ル正弦波ｑより周波数の十分高いデジタル三角波りとを
発生さげる。なお、デジタル三角波りもステップ的に変
化する階段波であるが簡単のためにステップ的でなく直
線的に図示しである。そし−Ｃ１このデジタル正弦波ｑ
とデジタル三角波りとを比較し、デジタル正弦波０の振
幅値がデジタル三角波りよりも大ぎい区間は論理値ＩＩ
１ Ｉ＋を出力し、小さい区間は論理仙″゛Ｏ″を出
力し、この論理信号によってインバータの構成要素であ
るスイッチング素子をオン・オフ制御する。
その結果、同図（Ｂ）に示すようにインバータの出力電
圧は実線１で示されるようにパルス幅変調されてその平
均値が点線、ｊで示されるようにデジタル正弦波ｑにほ
ぼ等しくなるように制御される。
圧は実線１で示されるようにパルス幅変調されてその平
均値が点線、ｊで示されるようにデジタル正弦波ｑにほ
ぼ等しくなるように制御される。
尚、この場合、デジタル三角波りの周波数が高い程出力
電圧の平均値はデジタル正弦波Ｑに近づき高調波含有量
の少ない良好な出力電圧が得られる。
電圧の平均値はデジタル正弦波Ｑに近づき高調波含有量
の少ない良好な出力電圧が得られる。
ところが、低い出力電圧を得ようとするとデジタル正弦
波ｑの振幅を小さくすることになるが、この場合、デジ
タル正弦波ｇ（，１スデツブ的に変化する階段波である
からステップ数か減少し良好４１正弦波形を呈しなくな
る。特に微小電圧出力時にはこの影響が顕著となる。そ
の極端な例どしてデジタル正弦波０の振幅が１ステップ
分しかない場合を考えると、デジタル正弦波０は第４図
（Ａ）に示されるように正弦波ではなく方形波Ｑ′にな
ってしまい、その結果、同図（Ｂ）に示されるようにイ
ンバータの出力゛電圧の平均値は点線ｈ′に示されるよ
うに方形波ｑ′に等しくなるように制御され、出力電圧
の波形は実線１′に示されるように方形波ｑ′の振幅に
応じた一定のパルス幅変化をどるのみとなる。
波ｑの振幅を小さくすることになるが、この場合、デジ
タル正弦波ｇ（，１スデツブ的に変化する階段波である
からステップ数か減少し良好４１正弦波形を呈しなくな
る。特に微小電圧出力時にはこの影響が顕著となる。そ
の極端な例どしてデジタル正弦波０の振幅が１ステップ
分しかない場合を考えると、デジタル正弦波０は第４図
（Ａ）に示されるように正弦波ではなく方形波Ｑ′にな
ってしまい、その結果、同図（Ｂ）に示されるようにイ
ンバータの出力゛電圧の平均値は点線ｈ′に示されるよ
うに方形波ｑ′に等しくなるように制御され、出力電圧
の波形は実線１′に示されるように方形波ｑ′の振幅に
応じた一定のパルス幅変化をどるのみとなる。
つまり、デジタル化した場合には、微小電圧出力時に、
出力電圧の波形を決定する基準波とイ蒙るデジタル正弦
波の波形自体が正弦波形を呈しなくなって低次高調波を
多く含むようにイ蒙る。従つ−Ｃ出力電圧の低次高調波
含有量が増加し例えば３相インバータの場合に生じる最
も低い第５次、第７次の調波は成分でずら除去、或いは
低減することができないという問題が生じる。しかも、
この場合にはデジタル三角波の周波数を高くする程デジ
タル正弦波に含まれる低次高調波を忠実に再環ツーるこ
とになってしまう。
出力電圧の波形を決定する基準波とイ蒙るデジタル正弦
波の波形自体が正弦波形を呈しなくなって低次高調波を
多く含むようにイ蒙る。従つ−Ｃ出力電圧の低次高調波
含有量が増加し例えば３相インバータの場合に生じる最
も低い第５次、第７次の調波は成分でずら除去、或いは
低減することができないという問題が生じる。しかも、
この場合にはデジタル三角波の周波数を高くする程デジ
タル正弦波に含まれる低次高調波を忠実に再環ツーるこ
とになってしまう。
本発明は、上記の点に鑑みなされたもので、出力電圧の
大小にかかわらず低次高調波含有量の少ない正弦波状に
変化する良好な波形の出力電圧を得ることのできるＰＷ
Ｍインバータの制御回路を提供することを目的とする。
大小にかかわらず低次高調波含有量の少ない正弦波状に
変化する良好な波形の出力電圧を得ることのできるＰＷ
Ｍインバータの制御回路を提供することを目的とする。
本発明は、上記目的を達成するために、ＰＷＭインバー
タの制御回路をＲＯＭやマイクコンピュータ等のデジタ
ル回路で構成した場合には、アナログ回路のように基準
波を出力電圧のＯｖから最大値まで常に正弦波で与える
必要はないことに着目してなされたもので、比較的大き
い出力電圧のどきには従来と同様にデジタル正弦波を基
準波として用いるが、微小電圧出力時にはその平均値が
所望の正弦波状になるようにパルス幅変調されたＰＷＭ
信号を基準波として用いるようにしたものである。
タの制御回路をＲＯＭやマイクコンピュータ等のデジタ
ル回路で構成した場合には、アナログ回路のように基準
波を出力電圧のＯｖから最大値まで常に正弦波で与える
必要はないことに着目してなされたもので、比較的大き
い出力電圧のどきには従来と同様にデジタル正弦波を基
準波として用いるが、微小電圧出力時にはその平均値が
所望の正弦波状になるようにパルス幅変調されたＰＷＭ
信号を基準波として用いるようにしたものである。
以下、第１図及び第２図により本発明の詳細な説明する
。
。
第１図は、本発明の一実施例に係るＰＷＭインバータに
Ｊ：る誘導電動機の運転システムの構成を示すブロック
線図である。
Ｊ：る誘導電動機の運転システムの構成を示すブロック
線図である。
同図において、インバータ１はこれを構成するスイッチ
ング素子のオン・オフ動作により直流定 −電圧電源
２から与えられる一定直流電圧をチョッパ回路のごとく
切り刻み方形波パルス列から成る三相の交流電圧に変換
する方形波インバータであり、その各相の出力端子は三
相誘導電動機３に接続されている。
ング素子のオン・オフ動作により直流定 −電圧電源
２から与えられる一定直流電圧をチョッパ回路のごとく
切り刻み方形波パルス列から成る三相の交流電圧に変換
する方形波インバータであり、その各相の出力端子は三
相誘導電動機３に接続されている。
このインバータ１に接続される制御回路は、インバータ
１のスイッチング素子のオン・オフ時間比を制御するこ
とによって、その出力電圧の平均値が所望の正弦波に等
しくなるように制御するものでその構成を以下に説明す
る。
１のスイッチング素子のオン・オフ時間比を制御するこ
とによって、その出力電圧の平均値が所望の正弦波に等
しくなるように制御するものでその構成を以下に説明す
る。
即ち、インバータ１の出力電圧の周波数を設定Ｊるため
の電圧を出力する周波数設定器４があり、その出力端子
にＶ／Ｆコンバータ５の入力端子が接続され、このＶ／
Ｆコンバータ５の出力端子にはカウンタ６の入力端子が
接続されている。Ｖ／「］ンバータ５は周波数設定器４
の出力電圧に応じた周波数のパルス列を発生し、カウン
タ６はこのパルス列をカラン１へして電気角信号に相当
するカラン１〜値Ｏをデジタル情報で出力する。
の電圧を出力する周波数設定器４があり、その出力端子
にＶ／Ｆコンバータ５の入力端子が接続され、このＶ／
Ｆコンバータ５の出力端子にはカウンタ６の入力端子が
接続されている。Ｖ／「］ンバータ５は周波数設定器４
の出力電圧に応じた周波数のパルス列を発生し、カウン
タ６はこのパルス列をカラン１へして電気角信号に相当
するカラン１〜値Ｏをデジタル情報で出力する。
また、周波数設定器４の出力端子には更にΔ／Ｄコンバ
ータ７の入力端子が接続され、このＡ／Ｄコンバータの
出力端子には関数発生器８の入力端子が接続されている
。Ａ／Ｄ：Ｉンバータ７は周波数設定器４の出力電圧を
設定周波数を示すデジタル情報に変換して関数発生器８
に出力する。関数発生器８は例えばＲＯＭであり、Ａ／
Ｄコンバータ７を介して与えられる設定周波数によりア
ドレス指定されると、各アドレスにはその設定周波数に
対し誘導電動機３の運転効率が最も良くなるにうｈイン
バータ１の出力電圧の大きさがデジタル情報で予め店ぎ
込まれており、このデジタル情報を電圧指令値ＩＶＩと
して出力する。
ータ７の入力端子が接続され、このＡ／Ｄコンバータの
出力端子には関数発生器８の入力端子が接続されている
。Ａ／Ｄ：Ｉンバータ７は周波数設定器４の出力電圧を
設定周波数を示すデジタル情報に変換して関数発生器８
に出力する。関数発生器８は例えばＲＯＭであり、Ａ／
Ｄコンバータ７を介して与えられる設定周波数によりア
ドレス指定されると、各アドレスにはその設定周波数に
対し誘導電動機３の運転効率が最も良くなるにうｈイン
バータ１の出力電圧の大きさがデジタル情報で予め店ぎ
込まれており、このデジタル情報を電圧指令値ＩＶＩと
して出力する。
この関数発生器８の出力端子及びカウンタ６の出力端子
には基準波発生器９ａ、９ｂ、９ｃの各入力端子が並列
に接続されている。この基準波発生器９ａ、９．ｂ、９
ｃは例えばＲＯＭで構成されており、電圧指令値ＩＶＩ
どカウント値θどにＪミリ指定されるアドレスのうち電
圧指令値ＩＶＩの比較的大ぎいアドレスには、それぞれ
ｌ Ｖ ｌ ｓｉｎθ、１Ｖｌｓｉｎ（θ−１２０’
）、１Ｖｌｓｉｎ（θ−２４０°）の値がデジタル情報
で記憶され−Ｃいる。従って、基準波発生器９ａ、９ｂ
、９ｃは比較的大きい電圧指令値ＩＶＩが与えられると
、カウント（「！θのカラン１−アップに従って、第３
図（△）１１）に示されたような階段状に変化し−Ｃ行
く振幅がＩＶＩで周波数が設定周波数に等しい３相デジ
タル正弦波を基準波として発生ずる。一方、デジタル正
弦波のステップ数が例えば１０ステツプ以下どなるよう
な電圧指令値ＩＶＩの微小なアドレスには、次に説明す
るＰＷＭ信号の信号値が−７〜 デジタル情報で記憶されている。
には基準波発生器９ａ、９ｂ、９ｃの各入力端子が並列
に接続されている。この基準波発生器９ａ、９．ｂ、９
ｃは例えばＲＯＭで構成されており、電圧指令値ＩＶＩ
どカウント値θどにＪミリ指定されるアドレスのうち電
圧指令値ＩＶＩの比較的大ぎいアドレスには、それぞれ
ｌ Ｖ ｌ ｓｉｎθ、１Ｖｌｓｉｎ（θ−１２０’
）、１Ｖｌｓｉｎ（θ−２４０°）の値がデジタル情報
で記憶され−Ｃいる。従って、基準波発生器９ａ、９ｂ
、９ｃは比較的大きい電圧指令値ＩＶＩが与えられると
、カウント（「！θのカラン１−アップに従って、第３
図（△）１１）に示されたような階段状に変化し−Ｃ行
く振幅がＩＶＩで周波数が設定周波数に等しい３相デジ
タル正弦波を基準波として発生ずる。一方、デジタル正
弦波のステップ数が例えば１０ステツプ以下どなるよう
な電圧指令値ＩＶＩの微小なアドレスには、次に説明す
るＰＷＭ信号の信号値が−７〜 デジタル情報で記憶されている。
第２図〈△〉〜（Ｃ）はこのＰＷＭ信号を説明する信号
波形図である。
波形図である。
基準波発生器９ａには第２図（Ｂ）に示されるような波
形のＰＷＭ信＠ａの信号値が記憶されでいる。このＰＷ
Ｍ信号信号同図（△）に示されるような方法により予め
演算されたものである。即ち、１ｖ１ｓｉｎθで与えら
れる正弦波すどこの正弦波すと同じ振幅で周波数ははる
かに高い三角波Ｃとを比較し、正弦波すが高レベルの区
間は信号値” ｌ Ｖ ｌ ”を、三角波Ｃが高レベル
の区間は信号値” −１Ｖ ｌ ”を与えたもので、そ
の平均値が正弦波すにほぼ等しくなるＪ：うにパルス幅
変調されたものである。また、基準波発生器９ｂには同
図（Ｃ）に示されるように、ＰＷＭ信号信号同位相を１
２０°だけ遅らぜた同波形のＰＷＭ信号ｄが、また、基
準波発生器９Ｃには更に１２０°だり位相を遅らせた同
波形のＰＷ、Ｍ信号（図示せず）が書き込まれている。
形のＰＷＭ信＠ａの信号値が記憶されでいる。このＰＷ
Ｍ信号信号同図（△）に示されるような方法により予め
演算されたものである。即ち、１ｖ１ｓｉｎθで与えら
れる正弦波すどこの正弦波すと同じ振幅で周波数ははる
かに高い三角波Ｃとを比較し、正弦波すが高レベルの区
間は信号値” ｌ Ｖ ｌ ”を、三角波Ｃが高レベル
の区間は信号値” −１Ｖ ｌ ”を与えたもので、そ
の平均値が正弦波すにほぼ等しくなるＪ：うにパルス幅
変調されたものである。また、基準波発生器９ｂには同
図（Ｃ）に示されるように、ＰＷＭ信号信号同位相を１
２０°だけ遅らぜた同波形のＰＷＭ信号ｄが、また、基
準波発生器９Ｃには更に１２０°だり位相を遅らせた同
波形のＰＷ、Ｍ信号（図示せず）が書き込まれている。
従って、基準波発生器９ａ。
９ｂ、９ｃｊよ微小な電圧指令値ＩＶＩが与えられるど
、カウント（直θのカウン！−アップに従って、振幅が
ＩＶＩで周波数が設定周波数に等しい三相の正弦波にそ
れぞれ平均値がばば等しくなるようにパルス幅変調され
た三相のＰ Ｗ Ｍ信号ａ、ｄを基準波として発生ざけ
る。
、カウント（直θのカウン！−アップに従って、振幅が
ＩＶＩで周波数が設定周波数に等しい三相の正弦波にそ
れぞれ平均値がばば等しくなるようにパルス幅変調され
た三相のＰ Ｗ Ｍ信号ａ、ｄを基準波として発生ざけ
る。
一方、（第１図参照）高周波クロックパルスを発生する
クロックパルス発生器１０があり、その出力端子にリバ
ーシブルアップダウンカウンタ１１の入力端子が接続さ
れている。このリバーシブルアップダウンカウンタ１１
はクロックパルス発生器１０から出された高周波クロッ
クパルスを目数してその甜数値が所定値に達する毎に反
転して計数を行うことによりアップダウンを繰り返し第
３図（Ａ＞、ｈに示されたような振幅が電圧指令値ＩＶ
Ｉの最大値に等しく周波数は設定周波数より充分に高い
デジタル三角波をデジタル情報で出力する。
クロックパルス発生器１０があり、その出力端子にリバ
ーシブルアップダウンカウンタ１１の入力端子が接続さ
れている。このリバーシブルアップダウンカウンタ１１
はクロックパルス発生器１０から出された高周波クロッ
クパルスを目数してその甜数値が所定値に達する毎に反
転して計数を行うことによりアップダウンを繰り返し第
３図（Ａ＞、ｈに示されたような振幅が電圧指令値ＩＶ
Ｉの最大値に等しく周波数は設定周波数より充分に高い
デジタル三角波をデジタル情報で出力する。
このリバーシブルアップダウンカウンタ１１の出力端子
にはコンパレータ１２ａ、１２ｂ。
にはコンパレータ１２ａ、１２ｂ。
１２ｃの各反転入力端子が接続されており、また前記基
準波発生器９ａ、９ｂ、９ｃの各出力端子にはコンパレ
ータ１２ａ、１２ｂ、１２ｃの各非反転入力端子がそれ
ぞれ接続されている。このコンパレータ２１ａ、１２ｂ
、１２ｃはそれぞれ基準波発生器９ａ、９ｂ、９ｃから
出力された基準波とリバーシブルアップダウンカウンタ
１１から出力されたデジタル三角波とを比較し、基準波
の振幅値が大きい区間は論理値″゛１″を、デジタル三
角波の振幅値が大きい区間は論理値＃ ＯＩＩを出力す
る。このコンパレータ１２ａ、１２ｂ、１２Ｃの各出力
端子はそれぞれインバータ１の各相の正の半サイクルを
受持つスイッチング素子（図示せず）の各制御端子に接
続されているとともに、それぞれＮＯＴ回路１３ａ、１
３ｂ、１３ｃを介して負の半サイクルを受持つスイッチ
ング素子（図示ゼず）の各制御Ｉｌ端子に接続されてい
る。そしてコンパレータ１２ａ、１２ｂ、１２Ｇからの
論理信号による各スイッチング素子のオン・オフ制御に
よって、インバータ１の出力電圧はその平均値が基準波
発生器９ａ、９ｂ、９ｃの発生する基準波にほぼ等しく
なるようにパルス幅変調されるように構成されている。
準波発生器９ａ、９ｂ、９ｃの各出力端子にはコンパレ
ータ１２ａ、１２ｂ、１２ｃの各非反転入力端子がそれ
ぞれ接続されている。このコンパレータ２１ａ、１２ｂ
、１２ｃはそれぞれ基準波発生器９ａ、９ｂ、９ｃから
出力された基準波とリバーシブルアップダウンカウンタ
１１から出力されたデジタル三角波とを比較し、基準波
の振幅値が大きい区間は論理値″゛１″を、デジタル三
角波の振幅値が大きい区間は論理値＃ ＯＩＩを出力す
る。このコンパレータ１２ａ、１２ｂ、１２Ｃの各出力
端子はそれぞれインバータ１の各相の正の半サイクルを
受持つスイッチング素子（図示せず）の各制御端子に接
続されているとともに、それぞれＮＯＴ回路１３ａ、１
３ｂ、１３ｃを介して負の半サイクルを受持つスイッチ
ング素子（図示ゼず）の各制御Ｉｌ端子に接続されてい
る。そしてコンパレータ１２ａ、１２ｂ、１２Ｇからの
論理信号による各スイッチング素子のオン・オフ制御に
よって、インバータ１の出力電圧はその平均値が基準波
発生器９ａ、９ｂ、９ｃの発生する基準波にほぼ等しく
なるようにパルス幅変調されるように構成されている。
このような構成において、比較的大きい出力電圧を得る
とき、即ち電圧指令値ＩＶＩが比較的大ぎいどきには、
基準波発生器９ａ、９ｂ、９ｃは振幅がＩＶＩで周波数
が設定周波数に等しい３相のデジタル正弦波を出力する
が、このデジタル正弦波は第３図（Ａ＞、ａに示された
にうにステップ数が多く良好な正弦波形を呈している。
とき、即ち電圧指令値ＩＶＩが比較的大ぎいどきには、
基準波発生器９ａ、９ｂ、９ｃは振幅がＩＶＩで周波数
が設定周波数に等しい３相のデジタル正弦波を出力する
が、このデジタル正弦波は第３図（Ａ＞、ａに示された
にうにステップ数が多く良好な正弦波形を呈している。
従って、インバータ１の出力電圧は第３図（Ｂ）、ｉに
示されたように正弦波状にパルス幅変調され、その平均
値の波形は同図（Ａ）、Ｇに示されたデジタル正弦波に
ほぼ一致した良好な正弦波形どなる。
示されたように正弦波状にパルス幅変調され、その平均
値の波形は同図（Ａ）、Ｇに示されたデジタル正弦波に
ほぼ一致した良好な正弦波形どなる。
即ち、低次高調波含有量の少ない良質の三相交流が得ら
れ、誘導電動機は高効率に運転される。
れ、誘導電動機は高効率に運転される。
一方、微小電圧出力時、即ち電圧指令値ＩＶＩが微小な
どぎには、基準波発生器９ａ、９ｂ、９ｃは第２図（Ｂ
）及び（Ｃ）に示されたようなＰＷＭ信号ａ、ｄを基準
波として出力する。この場合、通常、微小電圧出力時は
設定周波数の低い時なので、このＰＷＭ信号ａ、ｄの１
個のパルスが出力される間にリバーシブルアップダウン
カウンタ１１からは多数の三角波が出力される。従って
、この基準波たるＰＷＭ波ａ、ｄとデジタル三角波との
比較に基づくインバータ１のスイッチング素子のオン・
オフ制御ににす、インバータ１の出力電圧はその平均値
がこのＰＷＭ信号ａ、ｄにほぼ一致覆るようにパルス幅
変調される。
どぎには、基準波発生器９ａ、９ｂ、９ｃは第２図（Ｂ
）及び（Ｃ）に示されたようなＰＷＭ信号ａ、ｄを基準
波として出力する。この場合、通常、微小電圧出力時は
設定周波数の低い時なので、このＰＷＭ信号ａ、ｄの１
個のパルスが出力される間にリバーシブルアップダウン
カウンタ１１からは多数の三角波が出力される。従って
、この基準波たるＰＷＭ波ａ、ｄとデジタル三角波との
比較に基づくインバータ１のスイッチング素子のオン・
オフ制御ににす、インバータ１の出力電圧はその平均値
がこのＰＷＭ信号ａ、ｄにほぼ一致覆るようにパルス幅
変調される。
また、第２図（Ｄ）及び（Ｆ）はインバータ１の線間出
力電圧の波形を示したもので、線間出力電圧はその平均
値がＰＷＭ信号ａ、６間の差をとった同図（Ｄ）に示さ
れるにうなＰＷＭ信号ｅに等しくなるようにパルス幅変
調され、その結果実際の波形は同図（Ｅ）に示されるよ
うな波形ｆになる。即ら、線間出力電圧の波形は前記Ｐ
ＷＭ信号ｅのパルス幅に応じてパルス数変調された波形
となる。
力電圧の波形を示したもので、線間出力電圧はその平均
値がＰＷＭ信号ａ、６間の差をとった同図（Ｄ）に示さ
れるにうなＰＷＭ信号ｅに等しくなるようにパルス幅変
調され、その結果実際の波形は同図（Ｅ）に示されるよ
うな波形ｆになる。即ら、線間出力電圧の波形は前記Ｐ
ＷＭ信号ｅのパルス幅に応じてパルス数変調された波形
となる。
このように、正弦波すに基づいて予めパルス幅変調を行
つ−ｒＰＷＭ信号ａ、（」を得て、このＰＷＭ信号ａ、
ｄを基準波として再度パルス幅変調を行って出力電圧を
得るということは、正弦波すの位相角に応じた振幅変化
をまずＰＷＭ信号ａ、ｄのパルス幅変化に変換し、この
パルス幅変化を出力電圧のパルス数変化に変換して出力
することを意味している。この方法によれば、正弦波す
の振幅がたとえ１ステップ分しかない場合であってもそ
の位相角に応じた振幅の変化はＰＷＭ信号ａ。
つ−ｒＰＷＭ信号ａ、（」を得て、このＰＷＭ信号ａ、
ｄを基準波として再度パルス幅変調を行って出力電圧を
得るということは、正弦波すの位相角に応じた振幅変化
をまずＰＷＭ信号ａ、ｄのパルス幅変化に変換し、この
パルス幅変化を出力電圧のパルス数変化に変換して出力
することを意味している。この方法によれば、正弦波す
の振幅がたとえ１ステップ分しかない場合であってもそ
の位相角に応じた振幅の変化はＰＷＭ信号ａ。
ｄのパルス幅変化に確実に変換されるので、出力電圧は
正弦波すの振幅変化に応じてパルス数変調された波形ど
なりその平均値は正弦波すにほぼ等しくなるにうに制御
される。従って、微小電圧出力時にも、出力電圧は低次
高調波含有量の少ない正弦波状に変化する良好な波形と
なり、その結果電動機３は高効率で運転される。
正弦波すの振幅変化に応じてパルス数変調された波形ど
なりその平均値は正弦波すにほぼ等しくなるにうに制御
される。従って、微小電圧出力時にも、出力電圧は低次
高調波含有量の少ない正弦波状に変化する良好な波形と
なり、その結果電動機３は高効率で運転される。
尚、この場合、第２図＜Ａ＞にａ３いて正弦波すの１周
期内に含まれる三角波Ｃの数を多くする程、ＰＷＭ信号
ａ、ｄに含まれる低次高調波成分をＪ：り高次まで低減
ざぜることができるので、より良好な波形の出力電圧を
得ることができる。
期内に含まれる三角波Ｃの数を多くする程、ＰＷＭ信号
ａ、ｄに含まれる低次高調波成分をＪ：り高次まで低減
ざぜることができるので、より良好な波形の出力電圧を
得ることができる。
また、基準波をデジタル正弦波で与えるかＰＷＭ信号で
与えるかの境界は本実施例では一例として電圧指令値Ｉ
ＶＩが１０ステップ分の大きさの時としたが、基準波発
生器９ａ、９ｂ、９ｃに用いたＲＯＭのアドレスピッ１
〜数が多ければ、つまり位相分解能が高りれば、それ以
上のステップ数に境界を設定した方が良い場合もあり、
結局この境界はＲＯＭの位相分解能と電圧振幅のステッ
プ数との関係で定まるものである。
与えるかの境界は本実施例では一例として電圧指令値Ｉ
ＶＩが１０ステップ分の大きさの時としたが、基準波発
生器９ａ、９ｂ、９ｃに用いたＲＯＭのアドレスピッ１
〜数が多ければ、つまり位相分解能が高りれば、それ以
上のステップ数に境界を設定した方が良い場合もあり、
結局この境界はＲＯＭの位相分解能と電圧振幅のステッ
プ数との関係で定まるものである。
以上説明したように、本発明によれば、出力電圧の大小
にかかわらず、低次高調波含有端の少ない正弦波状に変
化する良好な波形の交流出力電圧を得ることができる。
にかかわらず、低次高調波含有端の少ない正弦波状に変
化する良好な波形の交流出力電圧を得ることができる。
第１図は本発明の一実施例に係るＰＷＭインバータによ
る誘導電動機運転システムのブロック線図、第２図（Ａ
）〜（Ｆ）は同実施例の動作を説明する信号波形図、第
３図（Ａ）及び（Ｂ）は従来例の通常電圧出力時にお（
プる動作を説明する信号波形図、第４図（Ａ＞及び（Ｂ
）は従来例の微小電圧出力時の動作を説明する信号波形
図である。 １・・・インバータ、４・・・周波数設定器、５・・・
Ｖ／「コンバータ、６・・・カウンタ、７・・・Ａ／Ｄ
コンバータ、８・・・関数発生器、９ａ、９ｂ、９ｃ・
・・基準波発生器、１０・・・クロックパルス発生器、
１１・・・リバーシブルアップダウンカウンタ、１２ａ
。 １２ ｂ、 １２ Ｇ＝−Ｄンパレータ、１３ａ、１
３ｂ。 １３ｃ・・・Ｎ０７回路。 出願人代理人 猪 股 清 ＜ ８ （１′ Ｎ ） ど− α）
る誘導電動機運転システムのブロック線図、第２図（Ａ
）〜（Ｆ）は同実施例の動作を説明する信号波形図、第
３図（Ａ）及び（Ｂ）は従来例の通常電圧出力時にお（
プる動作を説明する信号波形図、第４図（Ａ＞及び（Ｂ
）は従来例の微小電圧出力時の動作を説明する信号波形
図である。 １・・・インバータ、４・・・周波数設定器、５・・・
Ｖ／「コンバータ、６・・・カウンタ、７・・・Ａ／Ｄ
コンバータ、８・・・関数発生器、９ａ、９ｂ、９ｃ・
・・基準波発生器、１０・・・クロックパルス発生器、
１１・・・リバーシブルアップダウンカウンタ、１２ａ
。 １２ ｂ、 １２ Ｇ＝−Ｄンパレータ、１３ａ、１
３ｂ。 １３ｃ・・・Ｎ０７回路。 出願人代理人 猪 股 清 ＜ ８ （１′ Ｎ ） ど− α）
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 電圧指令値と設定周波数とが入力され、予めデジタル情
報化されて記憶されている各電圧指令値に対応する各基
準波のうち前記入力された電圧指令値に対応する１つを
選択しこれを前記設定周波数に等しい周波数にして出力
する手段であって、前記記憶されている基準波は前記電
圧指令値の所定値に達しているものに対しては振幅が前
記電圧指令値に等しい正弦波状信号であり、前記電圧指
令値の前記所定値に達していないものに対しては平均値
が前記正弦波状になるようにパルス幅変調されたＰＷＭ
信号である基準波発生手段と、インバータの出力電圧の
平均値が前記基準波発生手段から出力された基準波にほ
ぼ等しくなるようにこの基準波に基づいて前記インバー
タのスイッチング素子のオンオフ時間比を制御するイン
バータ駆動制御手段と を有することを特徴とするＰＷＭインバータの制御回路
。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60038333A JPS61199472A (ja) | 1985-02-27 | 1985-02-27 | Ｐｗｍインバ−タの制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60038333A JPS61199472A (ja) | 1985-02-27 | 1985-02-27 | Ｐｗｍインバ−タの制御回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61199472A true JPS61199472A (ja) | 1986-09-03 |
Family
ID=12522351
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60038333A Pending JPS61199472A (ja) | 1985-02-27 | 1985-02-27 | Ｐｗｍインバ−タの制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61199472A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5287763A (en) * | 1991-09-06 | 1994-02-22 | Nsk Ltd. | Tilt type steering system |
| US5409261A (en) * | 1992-08-06 | 1995-04-25 | Nsk Ltd. | Tilt steering system |
-
1985
- 1985-02-27 JP JP60038333A patent/JPS61199472A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5287763A (en) * | 1991-09-06 | 1994-02-22 | Nsk Ltd. | Tilt type steering system |
| US5409261A (en) * | 1992-08-06 | 1995-04-25 | Nsk Ltd. | Tilt steering system |
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