JPS6118394A

JPS6118394A - ステツピングモ−タ用の駆動回路

Info

Publication number: JPS6118394A
Application number: JP13824884A
Authority: JP
Inventors: Noboru Setoya; 瀬戸谷　登
Original assignee: Mycom KK
Current assignee: Mycom KK
Priority date: 1984-07-03
Filing date: 1984-07-03
Publication date: 1986-01-27
Anticipated expiration: 2011-03-27
Also published as: JPH0832196B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（イ）産業上の利用分野本発明は、ステッピングモータ用の駆動回路に関する。

（ロ）従来技術従来、ステッピングモータ用の駆動回路として種々提案
実施されており、第１図を例にとって説明する。

第１図は従来のステッピングモータ用の駆動回路を示す
回路図である。

同図において、工０は定電流チョッパ回路であり、直流
電源１１、直流電源１１の出力をチョッパ制御する半導
体チョッパ１２、ダイオード１４、半導体チョッパ１２
の出力側に直列に挿入されたチョーク１５、小容量の平
滑コンデンサ１６等から構成されている。

２０は一端を検出抵抗１３に、他端を半導体チョッパ１
２のベースにそれぞれ接続された制御回路である。この
制御回路２０は、抵抗および接地されたコンデンサから
なる平滑回路２２をコンパレータ２１のプラス側に、ま
た所定の基準電圧Ｖ　ＲＨＦを前記コンパレーク２１の
マイナス側にそれぞれ接続することにより構成される。

３０はいわゆるスタンダード結線された例えば四相のス
テッピングモータの駆動巻線スイッチング回路である。

但し、その−相分を図示し他の各相は省略している。そ
してトランジスタ３１．３２．３３．３４のユミ７ター
コレクタ間には逆起電流を通すためのダイオード３５．
３６．３７．３８がそれぞれ接続されている。

以下、第１図に示した従来回路の動作説明をし、その問
題点を指摘する。

第４図〜第６図は、四相ステッピングモータを低域周波
数、中域周波数および高域周波数で一相励磁した場合の
各部の動作波形を示している。

各図におい′て（・ｌ）は駆動巻線スイッチング回路３
０の端子Ａおよび入へ与える制御信号を示す。（ｂｌは
各周波数においてモータ巻線に流れる励磁電流■旧の波
形を示す。（Ｃ１は各周波数においてのモータ印加電圧
を示す。（ｄ）は各周波数において検出抵抗１３に流れ
る電流Ｉ鴎を示している。第７図は駆動周波数と消費電
力との関係を示している（但し、破線は従来例、実線は
本発明に係る実施例の特性図を示している）。尚、前記
（ｂｌおよび（ｄ）において、士は第１図に示ずモータ
巻線３９に電流Ｉ訂がＡから入方向に流れた時を、−は
八から入方向に流れた時をそれぞれ示している。

まず、駆動巻線スイッチング回路３０の端子Ａに’ＨＪ
の制御信号が入ると、トランジスタ３１と３４がＯＮ状
態となり、モータ巻線３９にはＡから入方向に電流ＩＷ
ｉが流れる。この励磁電流ＩＷＩが検出抵抗１３を介し
てグランドに流れることにより、前記励磁電流ＩＷＩを
検出抵抗１３の電圧値として検出する。次に、△に’Ｈ
Ｊの制御信号が入ると、トランジスタ３２および３３が
ＯＮ状態となり、モータ巻線３９には八から入方向に励
磁電流ＩＷＩが流れる。この時も前述と同様にして検出
抵抗１３の電圧植を得る。

次に、前記検出抵抗１３の電圧植を制御回路２０の平滑
回路２２に与え、その平均植を検出する。この検出値と
所定の基準電圧Ｖ　ＲＥＦとをコンパレータ２１で比較
する。この比較出力によって定電流チョッパ回路１０を
制御している。

しかして、従来回路によれば、いずれの周波数で駆動す
る場合であっても、検出抵抗１３に発生した電圧値の平
均植を検出し、この検出値と基準電圧ＶＲＥＦとの比較
出力でもって定電流チョッパ回路１０を制御させている
。そのため、逆起電流ＩＲを補うべく定電流チョッパ回
路１０が制御される結果、第５図（ｂ）に実線で示すよ
うに、励磁電流ＩＷＩの最大値は上昇する。

面、この種のモータは、駆動周波数が高くなるにつれて
逆起電流ＴＲ（端子Ａおよび八に与えられる制御信号の
変化時に生じる）の割合が増加する１頃向にある。従っ
て、制御回路２０でもって前記波形の平均植を検出して
、この検出値と基準電圧Ｖ　ＲＥＦとを比較すれば、第
８図Ｆｄｌに示すように停止時の電圧値との差が大きく
なる。即ち、駆動周波数を高くするにつれてモータ印加
電圧Ｖｗを増加する方向に定電流チョッパ回路１０が制
御される。

そして、例えば低域周波数（１００パルス／秒程度）で
駆動する場合において、第４図（ｄ）に示ずように子方
向の電流ＩＷ２に対し逆起電流ＩＲ（一方向のＩＷＩ）
の割合が少ないので、このときの前記平均値化された検
出値と、モータ停止時の検出値との差（■１）は僅かで
ある。そのため、モータ印加電圧Ｖｗの増加分は僅かで
あり、モータ消費電力の著しいｉ（Ｑ加はない（第７図
参照）。従って、モータの温度上昇は問題ない。

また、高域周波数（５にパルス／秒程度）で駆動する場
合、−」二連したようにモータ印加電圧Ｖｗは最大とな
るが、周波数が高いため、励磁電流Ｉ町が充分立ち上が
る前に相が反転する。そのため、モータ巻線３９を流れ
る電流ＴＷＩが少なくなり、消費電力は増加しない（第
７図参照）。その結果、モータの著しい温度上昇は生じ
ない。

しかしなから、中域周波数（５００パルス／秒程度）で
駆動する場合において以下のような問題を生じる。具体
的には、第５図（ｂｌの実線で示すように、励磁電流Ｉ
ＷＩの最大値が大きくなるため、第５図（Ｃ）に示すよ
うにモータ印加電圧Ｖｗも増加する。しかして、励磁電
流■目の立ち上がり時間と、相切り換え周波数が一致し
たとき、印加電圧Ｖｗと励磁電流ＩＷＩがともに最大付
近となり、消費電力が増大する。これは、従来装置のよ
うに、逆起電流ＩＷ２を考慮せずに励磁電流の単なる平
均値で制御すると１、逆起電流ｒＷ２をも含めた植を平
均化するため、その平均値が低くなる結果、制御回路２
０等の働ｉにより、励磁電流ＩＷＩの最大値が必要以上
に大きくなるためである。その結果、同図（ｂ）の実線
で示すようにモータ巻線３９に比較的太きい電流ＩＷＩ
が流れる。そのため、中域周波数において、消費電力（
第７図参照）が増大し、制御回路２０および駆動巻線ス
イッチング回路３０のモータ巻線３９の温度」ニジ１−
を招くことになる。その結果、モータが過熱し、信頼性
が低下するという問題を生じる。

（ハ）目的本発明は、中域周波数で駆動された場合のモータおよび
各駆動回路等の電力消費を抑制し、ステッピングモータ
の信頼性の向上と消費電力との低減を図るステッピング
モータ用の駆動回路を提供することを目的としている。

（ニ）構成第一の発明に係るステッピングモータ用の駆動回路は、
駆動巻線スイッチング回路と、この駆動巻線スイノチン
ク回路に電力を与える定電流チョッパ回路と、前記駆動
巻線スイッチング回路の励磁電流を検出することに基づ
いて前記定電流チョッパ回路を制御する制御回路とを具
備したステッピングモータ用の駆動回路であって、前記
制御回路は、駆動巻線スイッチング回路の励磁電流から
逆起電流を除いた部分を平滑化することにより、該励磁
電流植を検出し、この検出値と所定の基準電圧との比較
出力により定電流チョッパ回路を制御するものであるこ
とを特徴としている。

第二の発明に係るステッピングモータ用の駆動回路は、
駆動巻線スイッチング回路と、この駆動巻線スイッチン
グ回路に電力を与える定電流チョッパ回路と、前記駆動
巻線スイッチング回路の励磁電流を検出することに基づ
いて前記定電流チョッパ回路を制御する制御回路とを具
備したステッピングモータ用の駆動回路であって、前記
制御回路は、駆動巻線スイッチング回路の励磁電流から
逆起電流を除いた部分を平滑化することにより、該励磁
電流植を検出し、かつ、反転させた逆起電流を検出して
、前記両検出値の和と所定の基準電圧との比較出力によ
り定電流チョッパ回路を制御するものであることを特徴
としている。

（ホ）実施例に■発皿第２図は第一の発明の実施例に係るステッピングモータ
用の駆動回路の制御回路を抜き出して示した回路図であ
る。尚、定電流チョッパ回路１０および駆動巻線スイッ
チング回路３０は第１図に示したものと同しものである
。

４０は制御回路であり、コンパレータ４１のプラス側に
、検出抵抗１３を流れた電流ＩＷ２により得た電圧植を
増幅させる励磁電流増幅回路４４と、この増幅された電
圧を半波整流するダイオード４３と、この半波整流され
た電圧波形を平滑にする平滑回路４２とを直列に接続し
て入力している。一方、前記コンパレータ４１のマイナ
ス側に、所定の基準電圧ＶＲＥＦ　　（モータ停止時に
モータ印加電圧Ｖｗを僅かに加える程度に設定された三
角波）を入力している。即ち、この制御回路４０は、コ
ンパレータ４１でもって検出１１（抗１３の電圧値から
逆起電流に係る負電圧を除いた電圧植を平滑した値と、
基準電圧Ｖ　ＲＥＦとを比較して、定電流チョッパ回路
１０を制御している。

以下、上述の制御回路４０を備えたステソビングモータ
用の駆動回路の動作を説明する。

従来の問題点である中域の周波数でステンピングモータ
を駆動する場合において、まず、第５図（ａ）に示すよ
うな制御信号を送ることによって、励磁電流ＩＷＩ（第
５図（ｂｌの破線参照）を得る。一方、検出抵抗１３を
流れる電流ＩＷ２（第５図＋ｄｌ破線参照ンによって電
圧植を検出する。この検出植を励磁電流増幅回路４４で
増幅させる（第８図（ａ）参照）。

この増幅された出力をダイオード４３で半波整流させる
（第８図（ｂ））。この半波整流された出力を平滑回路
４２でもって最大値に近い平滑な波形（第８図（Ｃ））
を取り出す。即ち、逆起電流ＩＲが除去されるために、
前記平滑波形は、前述した従来回路のように停止時の電
流値より著しく低下することがない（第８図（ｄ）参照
）。従って、第５図（Ｃ）の破線で示すようにモータ印
加電圧Ｖｗが著しく上昇することがないので、中域周波
数における消費電力の著しい増加を抑えることができる
（第７図参照）。

に旦光■ 第３図は第二の発明の実施例に係るステッピングモータ
用の駆動回路の制御部を抜き出して示した回路図である
。尚、定電流チョッパ回路１０および駆動巻線スイッチ
ング回路３０は第１図に示したものと同じものである。

５０は制御回路であり、検出抵抗１３を流れる電流Ｉ託
によって得る電圧植を増幅させる励磁電流増幅回路５４
と、この増幅された電圧を半波整流するダイオード５３
と、この半波整流された電圧波形を平滑にする平滑回路
５２とを直列に接続している。

一方、前記電圧植を反転増幅させる逆起電流増幅回路５
５と、この反転増幅された電圧を半波整流するダイオー
ド５６と、この半波整流された電圧波形の平均植を検出
する平均値保持回路５７とを直列に接続しており、これ
らを並列に接続してコンパレータ５１のプラス側に入力
している。前記コンパレータ５１のマイナス側に、所定
の基準電圧Ｖ　ｌ？ＥＦを入力している。即ち、この制
御回路５０は、検出抵抗１３に現れる電圧の最大値と、
前記電圧を反転させた電圧の平均（ｉｊｉとを合成し、
この合成値と基準電圧Ｖ　ＲＥＦとをコンパレーク５１
でもって比較して、定電流チョッパ回路１０を制御する
ものである。

本実施例は、モータ負荷による逆起電流ＩＲの変化に着
目し、後述するように、前記第１の実施例よりさらに省
電力化を図ったものである。

以下、上述の制御回路５０を備えたステッピングモータ
用の駆動回路の動作を説明する。

従来からの問題点である中域の周波数で駆動する場合に
おいて、駆動巻線スイ・７チング回路３０を駆動するこ
とによって、検出抵抗■３を流れる電流ＩＷ２によって
得た電圧植を励磁電流増幅回路５４で増幅した後、ダイ
オード５３で半波整流し、平滑回路５２でもって略平滑
な波形の検出植を取り出す。

一方、前記電圧植を逆起電流増幅回路５５で反転増幅し
た後（第９図（ａ）参照）、ダイオード５６で半波整流
しく第９図（ｂ）参照）、この半波整流された波形を平
均値保持回路５７で平均化して検出する。前記再検出値
の和（第９図（ｃｌ）参照）と基準電圧ＶＩＩＩＥＦと
をコンパレータ５１で比較する。即ち、電流Ｉ闇の平滑
波形に、逆起電流ＩＲの平均化された波形を合成してい
るので、その合成された値は、モータ巻線３９に流れる
積算された電流により近い植を示すこととなる。第７図
に示すように、本発明によれば、モーフが無負荷時は逆
起電流ＩＲが大きく、その分、励磁電流Ｉ旧を抑え、一
方、負荷が大きくなれば逆起電流ＩＲが減少するので、
その分、励磁電流■町を増加させるため、第一の発明の
実施例よりも一層消費電力を少なくできる。

尚、この方式を実施する場合は、巻線電圧Ｖｗの振動を
１１１１１制するためにモータ印加部分とコンパレータ
２１との間にコンデンサおよび抵抗をシリーズに接続し
たものを挿入させるのが望ましい。

また、上述の各実施例において駆動巻線スイッチング回
路１０ば、バイポーラ型駆動として説明したが、本発明
はこれに限定されず、例えばユニポーラ型駆動であって
もよく、ステソピングモークの種類に応じて適宜な回路
を選定すればよい。

尚、励磁電流増幅回路５４．５５のゲインおよびオフセ
ントは、モータ停止時において各モータ巻線３９に定格
電流が流れるように適宜に定められる。

また、上述の実施例で述べた増幅回路４４．５４．５５
は、いわゆるゼロクロス・コンパレータを用いても本発
明と同様の効果を得ることができる。

（へ）効果第一の発明に係るステッピングモータ用の駆動回路のう
ち、制御回路として、駆動巻線スイッチング回路の励磁
電流から逆起電流を除いた部分を平滑化することにより
、該励磁電流植を検出し、この検出値と所定の基準電圧
との比較出力により定電流チョッパ回路を制御させてい
る。

従って、この発明によれば、検出抵抗に現れる電圧値の
最大値と基準電圧との比較出力によって定電流チョンバ
回路を制御しているから、中域周波数における著しい電
力消費を抑えることができる。そのため、モータの温度
上昇を防止することができる。これにより、モータおよ
び駆動回路の平均消費電力を低減することができるので
、信頼性の向上をはかることができる。

第二の発明に係るステッピングモータ用の駆動回路のう
ち、制御回路として、駆動巻線スイッチング回路の励磁
電流から逆起電流を除いた部分を平滑化するごとにより
、該励磁電流植を検出し、しかも反転させた逆起電流の
平均化した植を検出して、これら両横出値の和と所定の
基準電圧との比較出力により定電流チョッパ回路を制御
させている。

従って、ケイン、定数を最適にすれば、各周波数に対し
、略一定の適正な消費電力となり、更に、負荷トルクに
応した電力をモータに供給することが可能であり、第一
の発明の効果をより一層向上させることができる。

【図面の簡単な説明】

第」図は従来のステッピングモータ用の駆動回路を示す
回路図、第２図は第一の発明の実施例に係るステッピン
グモータ用の駆動回路の制御回路を抜き出して示した回
路図、第３図は第二の発明の実施例に係るステッピング
モータ用の駆動回路の制御回路を抜き出して示した回路
図、第４図は四相ステンビングモークを低域周波数で一
相励磁した場合の各部の動作波形図、第５図は四相ステ
ンピングモータを中域周波数で一相励磁した場合の各部
の動作波形図、第６図は四相ステッピングモータを高域
周波数で一相励磁した場合の各部の動作波形図、第７図
は駆動周波数と消費電力との関係を示す説明図、第８図
は第一の発明の実施例に係るステッピングモータ用の駆
動回路の制御回路の各部における波形図、第９図は第二
の発明の実施例に係るステッピングモータ用の駆動回路
の制御回路の各部における波形図である。１０・・・定電流チョッパ回路、２０．４０．５０・・
・制御回路、２１．４１．５１・・・コンパレータ、２
２．４２．５２、・・・平滑回路、４３．５３．５６・
・・ダイオード、４４．５４・・・巻線電流増幅回路、
５５・・・逆起電流増幅回路、５７・・・平均値保持回
路。３０・・・駆動巻線スイッチング回路。特許出願人　　　　松本電機株式会社代理人　　弁理士　　大　西　孝　治第３図

Claims

【特許請求の範囲】

　（１）駆動巻線スイッチング回路と、この駆動巻線ス
イッチング回路に電力を与える定電流チョッパ回路と、
前記駆動巻線スイッチング回路の励磁電流を検出するこ
とに基づいて前記定電流チョッパ回路を制御する制御回
路とを具備したステッピングモータ用の駆動回路におい
て、前記制御回路は、駆動巻線スイッチング回路の励磁
電流から逆起電流を除いた部分を平滑化することにより
、該励磁電流値を検出し、この検出値と所定の基準電圧
との比較出力により定電流チョッパ回路を制御するもの
であることを特徴とするステッピングモータ用の駆動回
路。
（２）駆動巻線スイッチング回路と、この駆動巻線スイ
ッチング回路に電力を与える定電流チョッパ回路と、前
記駆動巻線スイッチング回路の励磁電流を検出すること
に基づいて前記定電流チョッパ回路を制御する制御回路
とを具備したステッピングモータ用の駆動回路において
、前記制御回路は、駆動巻線スイッチング回路の励磁電
流から逆起電流を除いた部分を平滑化することにより、
該励磁電流値を検出し、かつ、反転させた逆起電流の平
均化した植を検出して、前記両検出値の和と所定の基準
電圧との比較出力により定電流チョッパ回路を制御する
ものであることを特徴とするステッピングモータ用の駆
動回路。