JPH0564434A - 直流電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 ノイズの発生を抑制し、なおかつ高力率を実
現する。 【構成】 直流源に通ずるチョークコイルＬにシャント
接続したトランジスタＱをオンオフ制御し、トランジス
タＱのオン期間中にチョークコイルＬに蓄積されたエネ
ルギを、トランジスタＱのオフ期間中に負荷３に供給す
るとともに、チョークコイルＬに印加される入力電圧Ｖ
ｉに負荷３に印加される出力電圧Ｖｏを乗算し、得られ
た積に応じてトランジスタＱの駆動パルスをパルス幅変
調制御することにより、高調波を抑制すると同時に高力
率を実現する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、ノイズの発生を抑制
し、なおかつ高力率を実現した直流電源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】図５に示す直流電源装置１は、全波整流
回路２と平滑コンデンサＣｉにより商用交流を整流平滑
して得られる直流を、昇圧型チョッパ方式のＤＣ／ＤＣ
コンバータを介して負荷３に供給するものであり、有効
電力を皮相電力で除して得られる力率が１に近い高力率
電源である。平滑コンデンサＣｉにて平滑された直流
は、チョークコイルＬと整流ダイオードＤを介して負荷
３に供給されるが、チョークコイルＬにシャント接続し
たトランジスタＱがオンしたときにチョークコイルＬに
エネルギが蓄積され、トランジスタＱがオフすると同時
に放出されたエネルギが正弦波状の電流として負荷３に
供給される。

【０００３】スイッチング素子であるトランジスタＱ
は、制御回路４からベースに供給される駆動パルスによ
り駆動され、トランジスタＱがオンしたときにチョーク
コイルＬを介して流れ込む入力電流Ｉｉは、時間ｔに比
例して単調増加し、 Ｉｉ＝Ｖｉ・ｔ／Ｌ で表される。ただし、Ｖｉは入力電圧である。このと
き、出力電圧ＶｏはトランジスタＱのコレクタ・エミッ
タ間電圧（飽和電圧）よりも大であるため、整流ダイオ
ードＤを介して出力側に電流が流出することはない。チ
ョークコイルＬを流れる入力電流Ｉｉは、トランジスタ
のオン期間Ｔｏｎで最大となり、この時点でチョークコ
イルＬには単位時間当たり

【０００４】

【数１】

【０００５】なるエネルギが蓄積される。ただし、ｆは
トランジスタＱの駆動周波数である。次に、トランジス
タＱがオフすると、チョークコイルＬには逆起電力が発
生し、整流ダイオードＤを介して出力コンデンサＣｉを
充電しながら出力電流Ｉｏが流れる。このとき、ダイオ
ードＤの順方向電圧降下を無視すると、トランジスタＱ
に印加される電圧がＶｏであることから、チョークコイ
ルＬの両端電圧はＶｏ−Ｖｉとなる。そして、入力電流
Ｉｉと出力電流Ｉｏの最大値は等しく、出力電流Ｉｏは
１次関数的に減少するため、 Ｉｏ＝Ｉｉ−（Ｖｏ−Ｖｉ）・ｔ／Ｌ となる。このとき、出力電力ＶｏＩｏは、蓄積電力に等
しいため、

【０００６】

【数２】

【０００７】なる関係が成立し、従って出力電圧Ｖｏは

【０００８】

【数３】

【０００９】となる。この関係式からも判るように、入
力電圧Ｖｉや出力電流Ｉｏが変化したときに、それと反
対方向にトランジスタＱのオン時間Ｔｏｎを可変するこ
とで、出力電圧Ｖｏが安定に保たれることが分かる。す
なわち、入力電圧Ｖｉが低下したり、出力電流Ｉｏが増
加した場合は、オン期間Ｔｏｎを長くし、またその逆に
入力電圧Ｖｉが上昇したり、出力電流Ｉｏが減少したり
した場合は、オン期間Ｔｏｎを短くするよう制御すれば
よい。

【００１０】ところで、トランジスタＱのオン期間Ｔｏ
ｎを可変制御する制御回路４は、ここでは出力電圧Ｖｏ
を一定に保つよう、入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏを監視
する働きをする。まず、出力電圧Ｖｏは制御アンプ回路
５に送り込まれ、ここで出力電圧Ｖｏに含まれる商用交
流周波数の２倍のリップル成分を除去される。制御アン
プ回路５の出力は、続く乗算器６にて入力電圧Ｖｉに乗
算され、入力電圧Ｖｉの波形と出力電圧Ｖｏの振幅をも
った出力電流が、次段の電流比較器７に対ししきい値電
流として供給される。電流比較器７は、トランジスタを
接地する抵抗Ｒにおける電圧降下すなわち入力電流Ｉｉ
の瞬時値が、乗算器６の出力で与えられるしきい値電流
に達したときに、駆動パルスをオフするものであり、そ
のオフ指令は妨害排除のため駆動段状態レジスタ８に保
持される。駆動段状態レジスタ８は、トランジスタＱの
遮断時点でリセットされており、遮断後にチョークコイ
ルＬが放電を開始したときに、チョークコイルＬに磁気
結合させた検出コイル９のハイレベルの出力を受けてセ
ットされ、入力を保持する。そして、チョークコイルＬ
が放電し終えたときにリセットされ、駆動パルスは強制
的にオフされる。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】上記従来の直流電源装
置１は、一定の励振周波数を外部から強制設定する他励
方式ではなく、入力や負荷の状態に応じて受動的に決定
される励振周波数に従って動作する自励方式であるた
め、図６（Ａ），（Ｂ）に示したように、チョッパとし
て機能するトランジスタＱの駆動周波数ｆは常に変化し
ている。このため、トランジスタＱのオンオフに伴う電
流変化により、様々な周波数の電磁波が放射されること
になり、特に出力電流Ｉｏのゼロクロス点近傍で駆動周
波数ｆが極めて高くなったときに派生する高調波がノイ
ズ源として周囲に悪影響を及ぼしやすく、さらにまたト
ランジスタＱのオン期間Ｔｏｎと駆動周波数ｆは逆比例
の関係にあるため、オン期間Ｔｏｎを増そうとするとき
或はオン期間Ｔｏｎを減らそうとするときに、いずれも
駆動周波数ｆがその変化を妨げる方向に作用する結果、
制御効率は必ずしも良くないといった課題を抱えてい
た。

【００１２】

【課題を解決するための手段】この発明は、上記課題を
解決したものであり、直流源に通ずるチョークコイルに
シャント接続したスイッチング素子をオンオフ制御し、
該スイッチング素子のオン期間中に前記チョークコイル
に蓄積されたエネルギを、該スイッチング素子のオフ期
間中に負荷に供給する直流電源装置において、前記チョ
ークコイルに印加される入力電圧に前記負荷に印加され
る出力電圧を乗算し、得られた積に応じて前記スイッチ
ング素子の駆動パルスをパルス幅変調制御する制御回路
を備えたことを特徴とするものである。

【００１３】

【作用】この発明は、直流源に通ずるチョークコイルに
シャント接続したスイッチング素子をオンオフ制御し、
スイッチング素子のオン期間中にチョークコイルに蓄積
されたエネルギを、スイッチング素子のオフ期間中に負
荷に供給するとともに、チョークコイルに印加される入
力電圧に負荷に印加される出力電圧を乗算し、得られた
積に応じてスイッチング素子の駆動パルスをパルス幅変
調制御することにより、高調波を抑制すると同時に高力
率を実現する。

【００１４】

【実施例】以下、この発明の実施例について、図１ない
し図４を参照して説明する。図１は、この発明の直流電
源装置の一実施例を示す回路構成図、図２は、図１に示
した制御回路の具体的回路図、図３は、図１に示した制
御回路各部の信号波形図、図４は、図１に示したトラン
ジスタの駆動パルスと出力電圧の関係を示す図である。

【００１５】図１に示す直流電源装置１１は、スイッチ
ング素子であるトランジスタＱの駆動パルスをＰＷＭ制
御する制御回路１２を有する。制御回路１２は、全波整
流回路２から供給される入力電圧Ｖｉと負荷３に供給さ
れる出力電圧Ｖｏに基づき、入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖ
ｏの積をパルス幅変調し、駆動パルスとしてトランジス
タＱのベースに供給する。

【００１６】入力電圧Ｖｉは、制御回路１２内の電圧比
較器１３に送り込まれ、そこで基準電圧発生回路１４に
より与えられる基準電圧Ｖｒと比較され、比較により得
られた比較出力電圧Ｖａが乗算器１５に供給される。電
圧比較器１３としては、図２に示したように、入力電圧
Ｖｉを基準電圧Ｖｒを基準に反転増幅する演算増幅器１
３ａが用いられる。このため、入力電圧Ｖｉと比較出力
電圧Ｖａを抵抗Ｒ１，Ｒ２により内分した電圧が基準電
圧Ｖｒに一致し、比較出力電圧Ｖａは Ｖａ＝［（Ｒ１＋Ｒ２）Ｖｒ−Ｒ２Ｖｉ］／Ｒ１ で表される。一方、出力電圧Ｖｏは、電圧波形変換回路
１６に送り込まれ、そこで極性反転されたのち、乗算器
１５に送り込まれる。電圧波形変換回路１６としては、
零電圧を基準に出力電圧Ｖｏを反転増幅する演算増幅器
１６ａが用いられる。このため、出力電圧Ｖｏと変換出
力電圧Ｖｂを抵抗Ｒ３，Ｒ４により内分した電圧が零電
圧に一致し、変換出力電圧Ｖｂは Ｖｂ＝−Ｒ４Ｖｏ／Ｒ３ となる。乗算器１５は、電圧比較器１３の比較出力電圧
Ｖａと電圧波形変換回路１６の変換出力電圧Ｖｂを乗算
し、乗算により得られた積Ｖａ・ＶｂをＰＷＭコンパレ
ータ１７に供給する。実施例では、比較出力電圧Ｖａに
応じたゲインをもって変換出力電圧Ｖｂを増幅する電圧
制御オペアンプ１５ａと、この電圧制御オペアンプ１５
ａの出力を抵抗Ｒ５とＲ６の比に応じて反転増幅する演
算増幅器１５ｂからなる。乗算器１５の出力は、可変抵
抗Ｒｖによって決まる非反転入力電圧ＶｃからＶａ・Ｖ
ｂの定数倍を引いた値、すなわち ［（Ｒ５＋Ｒ６）Ｖｃ−Ｒ６Ｖａ・Ｖｂ］／Ｒ５ で表され、変形することで ｐＶｃ＋ｑ（ｒ−Ｖｉ）Ｖｏ となる。ただし、ｐ＝（Ｒ５＋Ｒ６）／Ｒ５，ｑ＝Ｒ２
Ｒ４Ｒ６／Ｒ１Ｒ３Ｒ５，ｒ＝（Ｒ１＋Ｒ２）Ｖｒ／Ｒ
２である。これからも判るように、乗算器１５の出力
は、入力電圧Ｖｉ又は出力電圧Ｖｏのいずれか一方を固
定した場合、入力電圧Ｖｉの増加とともに減少し、出力
電圧Ｖｏの増加とともに増加する。

【００１７】ＰＷＭコンパレータ１７は、鋸歯状波発生
回路１８により生成された鋸歯状波と乗算器１５の出力
を振幅比較し、乗算器１５の出力振幅が鋸歯状波の振幅
を越える期間でハイレベルの駆動パルスを出力する。実
施例では、乗算器１５の出力を鋸歯状波と振幅比較する
ための比較器１７ａの外に、トランジスタＱの駆動パル
スのパルス幅上限を規定する上限パルス幅設定用の比較
器１７ｂが組み込まれており、これら一対の比較器１７
ａ，１７ｂの出力をアンドゲート回路１７ｃにて論理積
をとることで駆動パルスを得ている。従って、図３
（Ａ）〜（Ｄ）に示したように、比較器１７ａの出力が
上限パルス幅を越えるときは、アンドゲート回路１７ｃ
の出力パルス幅は常に上限パルス幅に制限され、これに
より制御系の安全限界を定めるデッドタイムが確保され
る。ＰＷＭコンパレータ１７に鋸歯状波を供給する鋸歯
状波発生回路１８は、出力鋸歯状波を最大振幅と振幅比
較するコンパレータ１８ａと、コンパレータ１８ａの出
力をダイオードＤ１を介してベースに受けてオンオフ駆
動されるトランジスタＱ１と、トランジスタＱ１が放電
路を形成する積分コンデンサＣ１が非反転入力端子に接
続されたボルテージフォロワ１８ｂ及びボルテージフォ
ロワ１８ｂの最低出力電圧を保証するツェナーダイオー
ドＺＤ等から構成される。出力鋸歯状波の振幅がコンパ
レータ１８ａに設定された最大振幅を越えると、コンパ
レータ１８ａの出力はハイレベルとなり、同時にトラン
ジスタＱ１が導通して積分コンデンサＣ１は瞬時放電す
る。この放電により出力鋸歯状波の振幅が急速に最低出
力電圧まで引き戻され、同時にコンパレータ１８ａの出
力はロウレベルとなる。その結果、トランジスタＱ１は
非導通とされ、積分コンデンサＣ１に対する充電が再開
され、ボルテージフォロワ１８ｂの出力は鋸歯状波の傾
斜に沿って最大振幅まで上昇する。

【００１８】ところで、ＰＷＭコンパレータ１７の出力
すなわちトランジスタＱの駆動パルスは、乗算器１５の
出力振幅が大となるほどパルス幅が大となる。従って、
図４（Ａ），（Ｂ）に示したように、例えば入力電圧Ｖ
ｉが低下したり、或は出力電圧Ｖｏの上昇とともに出力
電流Ｉｏが増加した場合は、トランジスタＱのオン期間
Ｔｏｎは増大する。また、これとは逆に、入力電圧Ｖｉ
が上昇したり、或は出力電圧Ｖｏの低下とともに出力電
流Ｉｏが減少した場合は、トランジスタＱのオン期間Ｔ
ｏｎが減少する。これにより、入力電圧Ｖｉの変動或は
出力電流Ｉｏの変動によらず、一定の出力電圧Ｖｏを得
ることができる。

【００１９】このように、上記直流電源装置１１によれ
ば、入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏの積を一定周期の鋸歯
状波と振幅比較し、振幅比較により得られた駆動パルス
をトランジスタＱに供給する構成としたから、入力変動
や負荷変動に対処する制御状況に応じてトランジスタＱ
を駆動する駆動パルスのデューティ比Ｔｏｎ・ｆは変化
するものの、駆動パルスの周期自体は鋸歯状波の周期１
／ｆに一致していて不変であり、従って従来の直流電源
装置１のごとく、駆動パルスの周波数が制御状況に応じ
て千変万化し、そのために実に広い帯域にわたって高調
波ノイズを発生するといった不都合を排除することがで
き、それだけノイズ対策に必要なフィルタ規模を縮小す
ることができる。また、トランジスタＱの駆動周期が一
定であるため、トランジスタＱのオン期間と入力電圧Ｖ
ｉのそれぞれの２乗に比例し、かつまた出力電流Ｉｏに
反比例するも駆動周波数ｆには比例する出力電圧Ｖｏに
対する制御が、駆動周波数ｆのファクタを度外視して可
能であり、駆動周波数に依存する従来の直流電源装置１
のごとく、トランジスタＱのオン期間制御が駆動周波数
ｆの変動により足を引っ張られるといったこともなく、
従って的確で迅速な制御が可能である。

【００２０】なお、上記実施例において、全波整流回路
２の前段に、ノイズフィルタとコンデンサを接続し、三
角パルス状に流れる電流を平均化するようにすれば、さ
らにノイズ対策を向上させることができる。

【００２１】

【発明の効果】以上説明したように、この発明は、直流
源に通ずるチョークコイルにシャント接続したスイッチ
ング素子をオンオフ制御し、スイッチング素子のオン期
間中にチョークコイルに蓄積されたエネルギを、スイッ
チング素子のオフ期間中に負荷に供給するとともに、チ
ョークコイルに印加される入力電圧に負荷に印加される
出力電圧を乗算し、得られた積に応じてスイッチング素
子の駆動パルスをパルス幅変調制御する構成としたか
ら、入力電圧と出力電圧の積を一定周期の鋸歯状波と振
幅比較し、振幅比較により得られた駆動パルスをスイッ
チング素子に供給することで、入力変動や負荷変動に対
処する制御状況に応じてスイッチング素子を駆動する駆
動パルスのデューティ比は変化するが、駆動パルスの周
期自体は鋸歯状波の周期に一致していて不変であり、従
って従来の直流電源装置のごとく、駆動パルスの周波数
が制御状況に応じて千変万化し、そのために実に広い帯
域にわたって高調波ノイズを発生するといった不都合を
排除することができ、それだけノイズ対策に必要なフィ
ルタ規模を縮小することができ、またスイッチング素子
の駆動周期が一定であるため、スイッチング素子のオン
期間と入力電圧のそれぞれの２乗に比例し、かつまた出
力電流に反比例するも駆動周波数には比例する出力電圧
に対する制御が、駆動周波数のファクタを度外視して可
能であり、駆動周波数に依存する従来の直流電源装置の
ごとく、スイッチング素子のオン期間制御が駆動周波数
の変動により足を引っ張られるといったこともなく、従
って的確で迅速な制御が可能である等の優れた効果を奏
する。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の直流電源装置の一実施例を示す回路
構成図である。

【図２】図１に示した制御回路の具体的回路図である。

【図３】図２に示した制御回路各部の信号波形図であ
る。

【図４】図１に示したトランジスタの駆動パルスと出力
電圧の関係を示す図である。

【図５】従来の直流電源装置の一例を示す回路構成図で
ある。

【図６】図５に示したトランジスタの駆動パルスと出力
電圧の関係を示す図である。

【符号の説明】

２ 全波整流回路 ３ 負荷 １１ 直流電源装置 １２ 制御回路 １５ 乗算器 １７ ＰＷＭコンパレータ １８ 鋸歯状波発生回路 Ｑ スイッチング素子（トランジスタ）

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流源に通ずるチョークコイルにシャン
   ト接続したスイッチング素子をオンオフ制御し、該スイ
   ッチング素子のオン期間中に前記チョークコイルに蓄積
   されたエネルギを、該スイッチング素子のオフ期間中に
   負荷に供給する直流電源装置において、前記チョークコ
   イルに印加される入力電圧に前記負荷に印加される出力
   電圧を乗算し、得られた積に応じて前記スイッチング素
   子の駆動パルスをパルス幅変調制御する制御回路を備え
   たことを特徴とする直流電源装置。