JP3225534B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents
スイッチング電源装置Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、交流電源を直流電源に
変換するスイッチング電源装置に関する。
変換するスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】商用電源を直流電源に変換するスイッチ
ング電源のＡＣ・ＤＣ変換部には、一般にコンデンサー
インプット方式が利用されているため、この方式の力率
は、０．６〜０．７程度である。そこで、力率を改善す
るために、交流電源を全波整流した後に、スイッチング
素子を用いたアクティブ平滑フィルターを挿入した回路
が提案された。この方式では、入力電流が入力電圧に追
従するように制御し、入力電流をほぼ正弦波状に変化さ
せるため力率を非常に高くできる。
ング電源のＡＣ・ＤＣ変換部には、一般にコンデンサー
インプット方式が利用されているため、この方式の力率
は、０．６〜０．７程度である。そこで、力率を改善す
るために、交流電源を全波整流した後に、スイッチング
素子を用いたアクティブ平滑フィルターを挿入した回路
が提案された。この方式では、入力電流が入力電圧に追
従するように制御し、入力電流をほぼ正弦波状に変化さ
せるため力率を非常に高くできる。
【０００３】しかしながら、図６のＡに示すように、入
力電圧Ｖｉ、入力電流Ｉｉは正弦波状に変化にし、その
積として与えられる入力電力Ｐｉも時間的に変化してい
る。一方、出力は電圧Ｖｏ、電流Ｉｏ及び電力Ｐｏとも
時間的に変化しない一定の値にしたいという課題があ
る。そのために、出力段に平滑用コンデンサーを接続し
て入出力電力の過不足分を調整している。従って、コン
デンサーのリップル電流Ｉｃは、図６のＢに示すよう
に、入力電力Ｐｉが出力電力Ｐｏより大きいときはコン
デンサーに流れ込み、その逆の場合は、コンデンサーか
ら流れ出す。以上のように、コンデンサーのリップル電
流に起因する出力リップル電圧Ｖｒは、図６のＢに示す
ように、商用電源周波数の２倍の周波数で変化し、ほぼ
正弦波状となる。このリップル電圧は、出力電圧とコン
デンサーの容量で決まるものであり、リップルを抑える
ためにはコンデンサーの容量を大きくしなければなら
ず、電源のサイズアップにつながる。
力電圧Ｖｉ、入力電流Ｉｉは正弦波状に変化にし、その
積として与えられる入力電力Ｐｉも時間的に変化してい
る。一方、出力は電圧Ｖｏ、電流Ｉｏ及び電力Ｐｏとも
時間的に変化しない一定の値にしたいという課題があ
る。そのために、出力段に平滑用コンデンサーを接続し
て入出力電力の過不足分を調整している。従って、コン
デンサーのリップル電流Ｉｃは、図６のＢに示すよう
に、入力電力Ｐｉが出力電力Ｐｏより大きいときはコン
デンサーに流れ込み、その逆の場合は、コンデンサーか
ら流れ出す。以上のように、コンデンサーのリップル電
流に起因する出力リップル電圧Ｖｒは、図６のＢに示す
ように、商用電源周波数の２倍の周波数で変化し、ほぼ
正弦波状となる。このリップル電圧は、出力電圧とコン
デンサーの容量で決まるものであり、リップルを抑える
ためにはコンデンサーの容量を大きくしなければなら
ず、電源のサイズアップにつながる。
【０００４】さらに、スイッチング電源におけるリップ
ル低減方式として、図５のＡに示すような方式が提案さ
れている。同図の方式について簡単に説明する。この方
式は、交流電源ＡＣｉｎを全波整流器２１で整流し、整
流出力を高周波フイルタ２２を介してスイッチング素子
２７に供給する。上記スイッチング素子２７はパルス幅
変調制御することによりスイッチング動作を行うパルス
幅変調方式によるスイッチング電源方式である。このパ
ルス幅変調制御をするスイッチングパルスについて詳述
する。このスイッチング電源方式は、商用電源から供給
される交流入力ＡＣｉｎを全波整流する入力整流部２１
の出力側に設けられた高周波フイルタ２２を介して得ら
れる全波整流出力の電圧を検出する入力電圧検出部２３
と、出力トランス２４の二次コイル４ｓに得られる出力
を整流する出力整流部２５による整流出力電圧を検出す
る出力電圧検出部２６による検出出力を増幅して、上記
出力トランス２４の一次コイル４ｐに接続されたスイッ
チング素子２７のスイッチング動作をパルス幅変調（Ｐ
ＷＭ）制御するＰＷＭ制御部２８に供給する可変利得増
幅回路２９とを備え、上記入力電圧検出部２３による検
出出力にて可変利得増幅回路２９の利得を制御する構成
となっている。
ル低減方式として、図５のＡに示すような方式が提案さ
れている。同図の方式について簡単に説明する。この方
式は、交流電源ＡＣｉｎを全波整流器２１で整流し、整
流出力を高周波フイルタ２２を介してスイッチング素子
２７に供給する。上記スイッチング素子２７はパルス幅
変調制御することによりスイッチング動作を行うパルス
幅変調方式によるスイッチング電源方式である。このパ
ルス幅変調制御をするスイッチングパルスについて詳述
する。このスイッチング電源方式は、商用電源から供給
される交流入力ＡＣｉｎを全波整流する入力整流部２１
の出力側に設けられた高周波フイルタ２２を介して得ら
れる全波整流出力の電圧を検出する入力電圧検出部２３
と、出力トランス２４の二次コイル４ｓに得られる出力
を整流する出力整流部２５による整流出力電圧を検出す
る出力電圧検出部２６による検出出力を増幅して、上記
出力トランス２４の一次コイル４ｐに接続されたスイッ
チング素子２７のスイッチング動作をパルス幅変調（Ｐ
ＷＭ）制御するＰＷＭ制御部２８に供給する可変利得増
幅回路２９とを備え、上記入力電圧検出部２３による検
出出力にて可変利得増幅回路２９の利得を制御する構成
となっている。
【０００５】上記ＰＷＭ制御によるスイッチング電源方
式の動作を説明する。入力整流部２１による整流出力に
ついて、図５のＢに示すように、上記整流出力電圧が所
定電圧Ｖ１に上昇している高電圧期間ＴＨを電圧検出部
２３で検出し、その検出出力で可変利得増幅回路２９の
利得を高電圧期間ＴＨ中低下させる。また、出力電圧検
出部２６は、出力トランス４の二次コイル４ｓに得られ
る出力を整流する出力整流部２５による整流出力ＤＣｏ
ｕｔのリップル電圧成分を所定の出力基準電圧Ｖｏで検
出して、その検出出力を可変利得増幅回路２９を介して
ＰＷＭ制御部２８に供給する。そして、ＰＷＭ制御部２
８は、上記検出出力に応じてパルス幅変調されたスイッ
チングパルスを形成して、このスイッチングパルスによ
りスイッチング素子２７をスイッチング動作させる。
式の動作を説明する。入力整流部２１による整流出力に
ついて、図５のＢに示すように、上記整流出力電圧が所
定電圧Ｖ１に上昇している高電圧期間ＴＨを電圧検出部
２３で検出し、その検出出力で可変利得増幅回路２９の
利得を高電圧期間ＴＨ中低下させる。また、出力電圧検
出部２６は、出力トランス４の二次コイル４ｓに得られ
る出力を整流する出力整流部２５による整流出力ＤＣｏ
ｕｔのリップル電圧成分を所定の出力基準電圧Ｖｏで検
出して、その検出出力を可変利得増幅回路２９を介して
ＰＷＭ制御部２８に供給する。そして、ＰＷＭ制御部２
８は、上記検出出力に応じてパルス幅変調されたスイッ
チングパルスを形成して、このスイッチングパルスによ
りスイッチング素子２７をスイッチング動作させる。
【０００６】すなわち、上記入力整流部２１による整流
出力電圧が所定電圧Ｖ１以上に上昇している高電圧期間
ＴＨを検出して、この期間中可変利得増幅回路２９の利
得を低下させる制御を行うことによって、スイッチング
素子２７が整流出力の低電圧期間ＴＬ中に大部分の電力
伝送を行うように、スイッチング駆動される。このよう
に、低電圧期間中に大部分の電力伝送を行うようにすれ
ば、スイッチング素子のスイッチング動作により発生す
るパルスも低いので、スイッチング素子自体の耐圧に余
裕を持たせることができる。しかしながら、上記スイッ
チング電源方式は、入力電圧（全波整流電圧）が出力基
準電圧Ｖｏ以下の期間ではスイッチングを行わず、電力
伝送を行わないために出力電圧が低下する。これを補う
ためにＴＬ期間中に電力伝送をおこなうものであるか
ら、電力伝送を行わない期間が存在するために、それだ
け力率を高くできないことになる。
出力電圧が所定電圧Ｖ１以上に上昇している高電圧期間
ＴＨを検出して、この期間中可変利得増幅回路２９の利
得を低下させる制御を行うことによって、スイッチング
素子２７が整流出力の低電圧期間ＴＬ中に大部分の電力
伝送を行うように、スイッチング駆動される。このよう
に、低電圧期間中に大部分の電力伝送を行うようにすれ
ば、スイッチング素子のスイッチング動作により発生す
るパルスも低いので、スイッチング素子自体の耐圧に余
裕を持たせることができる。しかしながら、上記スイッ
チング電源方式は、入力電圧（全波整流電圧）が出力基
準電圧Ｖｏ以下の期間ではスイッチングを行わず、電力
伝送を行わないために出力電圧が低下する。これを補う
ためにＴＬ期間中に電力伝送をおこなうものであるか
ら、電力伝送を行わない期間が存在するために、それだ
け力率を高くできないことになる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、力率が高
く、直流出力電圧のリップル分を低減できるスイッチン
グ電源装置を提供するものである。
く、直流出力電圧のリップル分を低減できるスイッチン
グ電源装置を提供するものである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明は、交流電源を直
流電源に変換するスイッチング電源装置において、入力
電流を入力電圧に比例させずに流し、力率を改善すると
ともに、入力電力の時間的変化を少なくし、出力リップ
ル電圧を低減するものである。
流電源に変換するスイッチング電源装置において、入力
電流を入力電圧に比例させずに流し、力率を改善すると
ともに、入力電力の時間的変化を少なくし、出力リップ
ル電圧を低減するものである。
【０００９】
【実施例】図３は、本発明スイッチング電源装置の構成
図を示している。同図に示すように、本発明スイッチン
グ電源装置は、基本的に入力整流部１、高周波電圧変換
部２、出力整流部３、コントロール部４から構成されて
おり、商用電源を入力とし、直流安定化電源を得るもの
である。前記コントロール部４に、出力整流部３の出力
電圧と入力整流部１で全波整流された入力電圧Ｖｉと例
えばＦＥＴからなるスイッチング素子５に流れる電流を
電流検出素子６で検出した検出電流とを入力して、出力
電圧Ｖｏが一定になるように、スイッチング素子５の駆
動パルス幅を制御する。そして、このコントロール部４
において、図４に示すように入力電流Ｉｉを全体として
入力電圧Ｖｉに比例させずに流すために、入力電圧Ｖｉ
がある一定電圧値Ｖ１以下の期間Ａは、入力電圧Ｖｉに
比例し、一定電圧値Ｖ１より高い入力電圧期間Ｂは、入
力電圧Ｖｉに反比例するように入力電流Ｉｉを制御し、
前記期間Ｂにおける入力電力Ｐｉを平均化して出力電圧
Ｖｏのリップル分を低減させる。この際上記一定電圧値
Ｖ１は、前記比例反比例切り換えの基準電圧として利用
される。
図を示している。同図に示すように、本発明スイッチン
グ電源装置は、基本的に入力整流部１、高周波電圧変換
部２、出力整流部３、コントロール部４から構成されて
おり、商用電源を入力とし、直流安定化電源を得るもの
である。前記コントロール部４に、出力整流部３の出力
電圧と入力整流部１で全波整流された入力電圧Ｖｉと例
えばＦＥＴからなるスイッチング素子５に流れる電流を
電流検出素子６で検出した検出電流とを入力して、出力
電圧Ｖｏが一定になるように、スイッチング素子５の駆
動パルス幅を制御する。そして、このコントロール部４
において、図４に示すように入力電流Ｉｉを全体として
入力電圧Ｖｉに比例させずに流すために、入力電圧Ｖｉ
がある一定電圧値Ｖ１以下の期間Ａは、入力電圧Ｖｉに
比例し、一定電圧値Ｖ１より高い入力電圧期間Ｂは、入
力電圧Ｖｉに反比例するように入力電流Ｉｉを制御し、
前記期間Ｂにおける入力電力Ｐｉを平均化して出力電圧
Ｖｏのリップル分を低減させる。この際上記一定電圧値
Ｖ１は、前記比例反比例切り換えの基準電圧として利用
される。
【００１０】以下、前記本発明の構成図において、入力
電流Ｉｉの波形を図４に示す波形に変換するとともに、
前記スイッチング素子５をＰＷＭ制御駆動するコントロ
ール部４について詳述する。図１は、前記コントロール
部４の詳細を、また図２は，その動作波形図をそれぞれ
示している。商用電源をノイズフィルタ７を経て入力整
流部１で全波整流した後の入力電圧Ｖｉを抵抗Ｒ１とＲ
２で分圧して検出し、全波整流電圧に比例した信号
と、インバータ８を通して反比例した信号を作る。
電流Ｉｉの波形を図４に示す波形に変換するとともに、
前記スイッチング素子５をＰＷＭ制御駆動するコントロ
ール部４について詳述する。図１は、前記コントロール
部４の詳細を、また図２は，その動作波形図をそれぞれ
示している。商用電源をノイズフィルタ７を経て入力整
流部１で全波整流した後の入力電圧Ｖｉを抵抗Ｒ１とＲ
２で分圧して検出し、全波整流電圧に比例した信号
と、インバータ８を通して反比例した信号を作る。
【００１１】また、切り換え信号発生器９において、前
記全波整流電圧の検出電圧をもとに、前記一定電圧Ｖ１
が分圧された一定電圧Ｖｔｈを基準にして、低電圧部と
高電圧部の期間Ａ及びＢを検出し、低電圧部期間Ａに対
応するパルス幅を有する所定振幅のパルス信号を作
る。さらに、セレクタ１０は、上記全波整流電圧に比例
した信号と反比例した信号を、前記切り換え信号発
生器９からのパルス信号をもとに、期間Ａでは信号
を、期間Ｂでは信号を選択するように切り換え動作を
行い、に示す電圧波形に変換し、入力電流波形のもと
となる変換電圧信号を作る。
記全波整流電圧の検出電圧をもとに、前記一定電圧Ｖ１
が分圧された一定電圧Ｖｔｈを基準にして、低電圧部と
高電圧部の期間Ａ及びＢを検出し、低電圧部期間Ａに対
応するパルス幅を有する所定振幅のパルス信号を作
る。さらに、セレクタ１０は、上記全波整流電圧に比例
した信号と反比例した信号を、前記切り換え信号発
生器９からのパルス信号をもとに、期間Ａでは信号
を、期間Ｂでは信号を選択するように切り換え動作を
行い、に示す電圧波形に変換し、入力電流波形のもと
となる変換電圧信号を作る。
【００１２】一方、誤差増幅器１１に反転増幅器を使用
すると、その出力は、実際の直流出力電圧が設定値よ
り低い場合（ａ）は、両者が等しい場合（ｂ）の出力よ
り大きくなり、逆に高い場合（ｃ）では小さくなる。従
って、電流指令値となる信号は、との乗算により
発生させるので、出力電圧が小さいときは大きく、大き
いときは小さくなる。スイッチング素子５に流れる電流
の検出値は前記指令値と比較され、検出値のほう
が低いときはスイッチング素子５はオンし、検出値が
指令値と等しくなるとオフするようにする。そして、
前記オンするタイミングはオシレータ１２の出力信号
により決定し、指令値、検出値、出力信号をＰＷ
Ｍ信号発生器１３に入力しＰＷＭ信号を発生させる。
すると、その出力は、実際の直流出力電圧が設定値よ
り低い場合（ａ）は、両者が等しい場合（ｂ）の出力よ
り大きくなり、逆に高い場合（ｃ）では小さくなる。従
って、電流指令値となる信号は、との乗算により
発生させるので、出力電圧が小さいときは大きく、大き
いときは小さくなる。スイッチング素子５に流れる電流
の検出値は前記指令値と比較され、検出値のほう
が低いときはスイッチング素子５はオンし、検出値が
指令値と等しくなるとオフするようにする。そして、
前記オンするタイミングはオシレータ１２の出力信号
により決定し、指令値、検出値、出力信号をＰＷ
Ｍ信号発生器１３に入力しＰＷＭ信号を発生させる。
【００１３】以上により、直流出力電圧が設定値より低
い時は、パルス幅が広がり出力電圧が上り、逆に高い時
はパルス幅が狭くなり出力電圧が下がるため出力電圧を
一定に保つことができる。さらに、入力電流はスイッチ
ング素子に流れる電流（の実線部）と出力整流部３の
整流ダイオードを流れる電流（の点線部）との和とな
り、指令値に追従するため、力率を高くできる。
い時は、パルス幅が広がり出力電圧が上り、逆に高い時
はパルス幅が狭くなり出力電圧が下がるため出力電圧を
一定に保つことができる。さらに、入力電流はスイッチ
ング素子に流れる電流（の実線部）と出力整流部３の
整流ダイオードを流れる電流（の点線部）との和とな
り、指令値に追従するため、力率を高くできる。
【００１４】一方、出力整流部３の直流出力電圧Ｖｏを
一定にするために、該直流出力電圧を抵抗Ｒ３とＲ４で
分圧して検出し、誤差増幅部１１により前記直流出力電
圧を設定する基準電圧１４と比較して誤差電圧信号を検
出し、増幅し入力電流波形の大きさのもととする。
一定にするために、該直流出力電圧を抵抗Ｒ３とＲ４で
分圧して検出し、誤差増幅部１１により前記直流出力電
圧を設定する基準電圧１４と比較して誤差電圧信号を検
出し、増幅し入力電流波形の大きさのもととする。
【００１５】前記変換電圧信号と前記誤差電圧信号と
を乗算器１５で掛け合せ、スイッチング素子５に流れる
電流の指令値を作る。この指令値と電流検出部１６で検
出した実際にスイッチング素子５を流れる電流値とオシ
レータ１２の出力信号とをＰＷＭ信号発生器１３に入力
し、該ＰＷＭ信号発生器１３よりＰＷＭ制御出力信号
を出力する。このＰＷＭ制御出力信号をもとに駆動部
１７を通してスイッチング素子５を駆動する。
を乗算器１５で掛け合せ、スイッチング素子５に流れる
電流の指令値を作る。この指令値と電流検出部１６で検
出した実際にスイッチング素子５を流れる電流値とオシ
レータ１２の出力信号とをＰＷＭ信号発生器１３に入力
し、該ＰＷＭ信号発生器１３よりＰＷＭ制御出力信号
を出力する。このＰＷＭ制御出力信号をもとに駆動部
１７を通してスイッチング素子５を駆動する。
【００１６】以上の制御により、図４に示すように期間
Ａでは入力電圧Ｖｉに比例し、期間Ｂでは反比例した入
力電流Ｉｉが得られる。これにより、入力電流Ｉｉと入
力電圧Ｖｉの積である入力電力の瞬時値ｐｉは、期間Ｂ
において一定の値となる。このため、図４に示すように
入力電力Ｐｉと出力電力Ｐｏの差分を少なくでき、出力
整流部３における平滑コンデンサー１８による調整分を
減らすことができる。従って、従来と同容量の平滑コン
デンサーを使用しても、図４に示すように出力電圧Ｖｏ
のリップル電圧Ｖｒを減少できる。
Ａでは入力電圧Ｖｉに比例し、期間Ｂでは反比例した入
力電流Ｉｉが得られる。これにより、入力電流Ｉｉと入
力電圧Ｖｉの積である入力電力の瞬時値ｐｉは、期間Ｂ
において一定の値となる。このため、図４に示すように
入力電力Ｐｉと出力電力Ｐｏの差分を少なくでき、出力
整流部３における平滑コンデンサー１８による調整分を
減らすことができる。従って、従来と同容量の平滑コン
デンサーを使用しても、図４に示すように出力電圧Ｖｏ
のリップル電圧Ｖｒを減少できる。
【００１７】本実施例の高周波電圧変換部には、ブース
ト型チョッパ回路を使用しているので理論的には出力電
圧を入力電圧より高く設定していれば、入力電圧が低く
てもスイッチングのデューティを大きくしていくことで
出力設定値に昇圧できるが、実際には、スイッチング素
子のスイッチング性能などの制限によりデューティには
上限がある。従って、入力電圧が低過ぎる場合（図４の
ＶＬ以下）では、出力整流部３のダイオード１９のアノ
ード側電圧が出力電圧以下になりダイードが導通できず
出力平滑コンデンサ１８は完全な放電状態になる。ただ
し、この期間でもスイッチング素子は、最大デューティ
Ｄｍａｘでスイッチングを行っている。出力リップル電
圧波形は、期間Ａのうち入力電力Ｐｉが出力電力Ｐｏ以
下では低下し、そのほかの期間では上昇するため図４の
ような波形Ｖｒとなる。
ト型チョッパ回路を使用しているので理論的には出力電
圧を入力電圧より高く設定していれば、入力電圧が低く
てもスイッチングのデューティを大きくしていくことで
出力設定値に昇圧できるが、実際には、スイッチング素
子のスイッチング性能などの制限によりデューティには
上限がある。従って、入力電圧が低過ぎる場合（図４の
ＶＬ以下）では、出力整流部３のダイオード１９のアノ
ード側電圧が出力電圧以下になりダイードが導通できず
出力平滑コンデンサ１８は完全な放電状態になる。ただ
し、この期間でもスイッチング素子は、最大デューティ
Ｄｍａｘでスイッチングを行っている。出力リップル電
圧波形は、期間Ａのうち入力電力Ｐｉが出力電力Ｐｏ以
下では低下し、そのほかの期間では上昇するため図４の
ような波形Ｖｒとなる。
【００１８】
【発明の効果】本発明は、入力整流部で整流した後の入
力電流を入力電圧に所定高電圧期間反比例するように変
化させるため、入力電力の平均化が図れ、出力リップル
電圧を低減させることができる。また前記入力電圧の所
定低電圧期間、入力電流を比例させて変化させることに
より、入力電流のピーク値を従来の正弦波に入力電流を
変化させる方式とほぼ同じに抑えることができる。さら
に、入力電流はほぼ全区間で流れるため力率を９０±５
％まで高くすることができる。
力電流を入力電圧に所定高電圧期間反比例するように変
化させるため、入力電力の平均化が図れ、出力リップル
電圧を低減させることができる。また前記入力電圧の所
定低電圧期間、入力電流を比例させて変化させることに
より、入力電流のピーク値を従来の正弦波に入力電流を
変化させる方式とほぼ同じに抑えることができる。さら
に、入力電流はほぼ全区間で流れるため力率を９０±５
％まで高くすることができる。
【図１】本発明の実施例を示す図である。
【図２】本発明実施例のコントロール部の動作波形図で
ある。
ある。
【図３】本発明の全体構成図である。
【図４】本発明の入出力信号の波形図である。
【図５】従来のスイッチング電源装置および入出力波形
を示す図である。
を示す図である。
【図６】従来のスイッチング電源装置の入出力波形の説
明図である。
明図である。
１・・入力整流部 ２・・高周波電圧変換部 ３・・出
力整流部 ４・・コントロール部 ５・・スイッチング
素子 ６・・電流検出素子 ８・・インバータ ９・・切り換え信号発生器 １０・・セレクタ １１・
・誤差差増幅器 １３・・ＰＷＭ信号発生器 １５・・乗算器
力整流部 ４・・コントロール部 ５・・スイッチング
素子 ６・・電流検出素子 ８・・インバータ ９・・切り換え信号発生器 １０・・セレクタ １１・
・誤差差増幅器 １３・・ＰＷＭ信号発生器 １５・・乗算器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/06 G05F 1/70 H02M 1/14 H02M 3/155
Claims (1)
- 【請求項１】 交流電源を全波整流した整流出力が供給
されるスイッチング素子を備え、前記スイッチング素子
の駆動パルスを、少なくとも出力電圧と該出力電圧の設
定値との誤差信号に基づいてＰＷＭ制御することによ
り、出力を安定化するようにしたスイッチング電源装置
において、全波整流後の平滑されていない入力電圧に基づいて、前
記入力電圧が所定電圧より低い低電圧期間は前記入力電
圧に比例し、前記所定電圧より高い高電圧期間は前記入
力電圧に反比例する変換電圧信号を出力する変換電圧信
号発生部と、 出力電圧と該出力電圧の設定値との誤差を検出し反転さ
せ、反転誤差値として出力する反転誤差出力部と、 前記変換電圧信号と前記反転誤差値とを乗算し、前記ス
イッチング素子に流れる電流の電流指令信号として出力
する乗算部と、 前記スイッチング素子に流れる電流を検出し、電流検出
値を出力する電流検出部と、 前記電流検出値が前記電流指令信号に従うように、前記
スイッチング素子を制御するＰＷＭ信号を出力するＰＷ
Ｍ信号発生部とを具備し、 全波整流後の入力電流を前記電流指令信号に従わせ、前
記高電圧期間における入力電圧を平均化して、出力電圧
のリップル成分を低減させる ようにしたスイッチング電
源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12306391A JP3225534B2 (ja) | 1991-04-26 | 1991-04-26 | スイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12306391A JP3225534B2 (ja) | 1991-04-26 | 1991-04-26 | スイッチング電源装置 |
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| JPH04331467A JPH04331467A (ja) | 1992-11-19 |
| JP3225534B2 true JP3225534B2 (ja) | 2001-11-05 |
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ID=14851282
Family Applications (1)
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-
1991
- 1991-04-26 JP JP12306391A patent/JP3225534B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
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| JPH04331467A (ja) | 1992-11-19 |
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