JPH0223099A - 可変リラクタンスモータの駆動装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、可変リラクタンスモータの駆動装置に関する
。

［従来の技術］ 可変リラクタンスモータでは、第８図に実線で示す如く
、ステータＳに対してロータＲが進角側にあり、ロータ
Ｒの回転によってモータ巻線りのインダクタンスが正の
方向に変化しているときにモータ巻線りを通電すると、
ロータＲに正の回転トルクが発生し、逆に第８図に点線
で示す如く、ステータＳに対してロータＲが遅角側にあ
り、ロータＲの回転によってモータ巻線りのインダクタ
ンスが負の方向に変化しているときにモータ巻線りを通
電すると、ロータＲに負の回転トルク（Ｉ！ＩＩち制動
トルク）が発生する。

このため従来の可変リラクタンスモータの駆動装置では
、第９図に示す如く、通電制御回路８２により、可変リ
ラクタンスモータの通常運転時にはモータの回転角度か
ら各相巻線Ｌａｌ〜Ｌｃｌのインダクタンスの傾きが正
となるタイミングを検出し、逆に可変リラクタンスモー
タの減速運転時にはモータの回転角度から各相巻線のイ
ンダクタンスの傾きが負となるタイミングを検出して、
駆動回路８４に各相巻線Ｌａ１−Ｌｃｌの通電指令信号
を出力するようにされている。つまり駆動回路８４は、
各相巻線Ｌａｌ〜Ｌｃｌと直流電源８６とを夫々接続す
るために設けられた２個のスイッチング素子Ｔａｌ　〜
Ｔｃｌ及びＴ　ａ２〜Ｔ　ｃ２を０Ｎ−ＯＦＦＬ／て各
相巻線Ｌａｌ〜Ｌｃｌの通電を制御するためのものであ
るため、上記通電制御回路８２から各相巻線Ｌａｌ〜Ｌ
ｃｌへの通電指令信号を出力することで、各相巻線Ｌａ
１ｘＬｃｌへの通電指令を行なっているのである。

また可変リラクタンスモータの回転速度は、負荷と回転
トルクとにより決定され、回転トルクは各相巻線Ｌａ１
−Ｌｅｔの通電電流に応じて変化する。

このため従来では、可変リラクタンスモータの回転制御
を行なうために、電流センサＳａｌ〜Ｓｃｌにより各相
巻線Ｌａｌ〜Ｌｃ１通電時の通電電流を検出し、電流制
御回路８８によって、その検出された通電電流が外部か
らの速度指令に対応した所定値以上となったときに駆動
回路８４に通電禁止信号を出力して、各相巻線Ｌａｌ〜
ＬＣ１への通電を禁止するようにされている。即ち従来
では、この電流制御回路８４によって、各相巻線Ｌａｌ
〜Ｌｃｌの通電電流を、各スイッチングＴａｌ〜ＴＣ１
及びＴａ２〜Ｔｃ２のチョッパ制御により制御するよう
にされている。

また更にこの種の装置では、各スイッチング素子Ｔａ１
〜Ｔｃ１及びＴａ２〜Ｔｃ２がＯＮからＯＦＦに切り替
わると、各相巻線Ｌａｌ〜Ｌｅｔに蓄えられたｒｉ！を
気エネルギによってスイッチング素子Ｔａｌ〜Ｔｃ１の
コレクタ電圧が高くなってスイ・ンチング素子Ｔａｌ〜
Ｔｃｌが破損する恐れがあるので、従来ては、各相巻ｇ
Ｌａｌ、　　Ｌｂｌ、　　Ｌｃｌ毎に、各相巻線Ｌａ１
〜Ｌｃｌに蓄えられた磁気エネルギを直流電源８６に回
生するための２つのダイオードＤａｌ及びＤａ２゜Ｄｂ
ｌ及びＤ　ｂ２．　　Ｄ　ｃｌ及びＤｃ２が設けられ、
これによってスイッチング素子Ｔａｌ〜ＴＣ１を保護す
るようにされている。

［発明が解決しようとする課題］ このように従来の可変リラクタンスモータの駆動装置で
は、電流チョッパによって各相巻線の通電電流を制御し
て可変リラクタンスモータの回転速度を制御していたた
め、可変リラクタンスモータの各相巻線毎にスイッチン
グ素子とダイオードとを２個ずつ設け、また電流制御の
ための回路（電流制御回路）を設けなければならず、回
路構成が複雑となって、製造コストが高くなるといった
問題があった。

またチョッパ制御により通電電流を富時安定して制御す
るには、制御信号をパルス幅変調するために用いる三角
波の周間をできるだけ短くして、スイッチング素子を高
速でＯＮ・ＯＦＦ制御する必要があるが、スイッチング
素子の応答速度にも限界があるので（トランジスタで数
ｋＨｚ〜１０ｋＨｚ、ＦＥＴで数ｋＨｚ　〜２０ｋＨｚ
程度）、可変リラクタンスモータの高速運転時にも通電
電流を安定して制御するのは困難で、従来の装置では、
高速運転時の通電電流が不安定となって制御性が低下す
るといった問題もあった。

そこで本発明は、回路構成が簡単で、しかも高速運転時
にもモータを安定して回転させることのできる可変リラ
クタンスモータの駆動装置を提供することを目的として
なされた。

［課題を解決するための手段］ 即ち上記目的を達するためになされた本発明は、直流電
源に開放可能に並列接続される誘導素子と該誘導素子を
開放したとき該誘導素子に蓄積された磁気エネルギを電
荷として外部に転送する転送手段とを備えたＤＣ−ＤＣ
変換器と、該ＤＣ−ＤＣ変換器から転送される電荷を蓄
積する電荷蓄積手段と、該電荷蓄積手段と可変リラクタ
ンスモータの相巻線とを接続して該相巻線を通電する通
電手段と、該通電手段が上記電荷蓄積手段と上記相巻線
との接続を遮断したとき該相巻線に蓄積された磁気エネ
ルギを電荷として上記直流電源に回生する回生手段と、
を備えたことを特徴とする可変リラクタンスモータの駆
動装置を要旨としている。

［作用コ 以上のように構成された本発明では、ＤＣ−ＤＣ変換器
において誘導素子と直流電源とを接続すると誘導素子に
磁気エネルギが蓄えられ、その後誘導素子を開放すると
、転送手段がその蓄積された磁気エネルギを電荷として
電荷蓄積手段に転送する。するとその電荷は一旦電荷蓄
積手段に蓄積され、通電手段がその蓄積された電荷によ
ってモータの相巻線を通電する。また通電手段による通
電が終了すると、通電によって相巻線に蓄えられた磁気
エネルギが、回生手段を介して電荷として直流電源に回
生される。

このため本発明では、相巻線の通電電流は、電荷蓄積手
段に蓄積された電荷量（即ち電荷蓄積手段の両端電圧）
によって決定されることとなり、また電荷蓄積手段の両
端電圧はＤＣ−ＤＣ変換器からの電荷の転送量に応じて
決定されるので、誘導素子と直流電源との接続−開放の
切替間隔によって可変リラクタンスモータの回転トルク
を制御できるようになる。

［実施例コ 以下に本発明の一実施例を図面と共に説明する。

まず第１図は本実施例の駆動装置の回路構成を表わす電
気回路図、第２図はその駆動装置を用いて可変リラクタ
ンスモータの回転制御を行なう制御装置全体の構成を表
わすブロック図である。

第２図に示すように本実施例の制御装置には、可変リラ
クタンスモータ（以下、単にモータという）２のロータ
の回転角を光学的又は磁気的に検出する周知の回転角セ
ンサ４が備えられている。

回転角センサ４から出力された回転角信号は、周波数−
電圧変換器等から構成された速度検出回路６に人力され
、モータ２の実回転速度Ｓｐを表わす速度信号に変換さ
れる。そしてこの速度信号は、外部から人力された目標
回転速度Ｓｏを表わす速度指令信号と共に比較回路８に
人力される。すると比較回路８は、その人力された速度
信号と速度指令信号に基づき、モータ２の目標回転速度
ＳＯと実回転速度Ｓｐとの偏差ΔＳ　（＝Ｓｏ−９ｐ）
を求め、その偏差ΔＳを表わすトルク指令信号を出力す
る。

次に速度比較回路８から出力されたトルク指令信号は電
圧制御回路１０に人力される。電圧制御回路１０は、モ
ータ２の実回転速度Ｓｐが目標回転速度Ｓｏより低く、
人力されたトルク指令信号が正であれば、モータ２の回
転を上昇すべく、トルク指令信号に応じて相巻線への印
加電圧を昇圧するための電圧制御信号をＤＣ−ＤＣ変換
器１２に出力し、逆にモータ２の実回転速度Ｓｐが目標
回転速度Ｓｏより高く、人力されたトルク指令信号が負
であれは、モータ２の回転を低下させるべく、トルク指
令信号に応じて相巻線への印加電圧を降圧するための電
圧制御信号をＤＣ−ＤＣ変換器１２に出力する。

ＤＣ−ＤＣ変換器１２は、直流電圧源１４からの直流電
圧を、電圧制御回路１０から出力された電圧制御信号に
応じて相巻線通電用の所定の直流電圧に変換するための
もので、第１図に示す如く、スイッチング素子Ｔｘを介
して直流電圧源１４に並列接続された誘導素子としての
コイルＬｘと、一端がコイルＬｘの（−）側端子に接続
された電荷蓄積手段としてのコンデンサＣｘと、コンデ
ンサＣｘの他端とコイルＬｘのスイッチング素子Ｔｘ側
端子とを接続する転送手段としてのダイオードＤｘとか
ら構成されている。

このためＤＣ−ＤＣ変換器１２では、スイ・ンチング素
子ＴｘがＯＮ状態となると、コイルＬｘが直流電圧Ｒ１
４に接続されて、コイルＬｘに磁気エネルギが蓄積され
、その後スイッチング素子ＴＸがＯＮからＯＦＦに切り
替わると、その蓄えられた磁気エネルギにより、ダイオ
ードＤｘを通ってコイルＬｘに電流が流れ込み、その結
果コイルＬＸに蓄えられた磁気エネルギが負電荷として
コンデンサＣｘに転送されることとなる。

このコンデンサＣｘに転送される電荷は、スイッチング
素子ＴｘのＯＮ期間が長くコイルＬｘに多くの磁気エネ
ルギが蓄積されるほど多くなり、コンデンサＣｘの両端
電圧、即ち相巻線印加用の出力電圧は、スイッチング素
子ＴｘのＯＮ期間により決定できるので、本実施例では
、この出力電圧を制御する電圧制御回路１０が、比較回
路８から出力されたトルク指令信号に応じてスイッチン
グ素子ＴｘのＯＮ・ＯＦＦ朋間のデユーティを変化させ
ることによちて、相巻線への印加電圧を制御するように
構成されている。

尚コンデンサＣｘに転送される電荷は、スイッチング素
子Ｔｘの開閉頻度を高くすることによっても増加するこ
とができるので、電圧制御回路１０としては、スイッチ
ング素子ＴｘのＯＮ朋間を一定とし、人力されたトルク
指令信号に応じてスイッチング素子Ｔｘのスイッチング
周波数を変更するように構成しても、ＤＣ−ＤＣ変換器
１２からの出力電圧を制御することができる。

次に比較回路８から出力されたトルク指令信号及び回転
角センサ４からの回転角信号は、通電制御回路１６にも
人力される。

通電制御回路１６は、人力されたトルク指令信号から、
現在モータ２の運転状態が、ロータに回転トルクを与え
るべき通常運転状態か、或はロータに制動トルクを与え
るべき減速運転状態かを判断して、各相巻線の通電タイ
ミングを決定し、回転角信号により各相巻線への通電タ
イミングがその決定された通電タイミングとなるよう、
駆動回路１日に通電指令信号を出力する。

つまりトルク指令信号が負で、しかもその絶対（直が著
しく大きくなった場合には、モータ２の負荷２０が急に
小さくなったか、或は目標回転速度Ｓｏが急に小さくな
って、ロータに制動トルクを与えてモータ２の回転を急
激に低下させる必要があるので、通電制御回路１６では
、トルク指令信号からモータ２の運転状態がこのような
減速運転状態であるか否かを判断し、モータ２が減速運
転状態でなければ（即ち通常運転状態であれは）ロータ
に回転トルクを与えるべく、第３図に示す如く相巻線の
インダクタンスの傾きが正となる運転領域で相巻線の通
電指令信号を出力し、逆にモータ２が減速運転状態であ
れはロータに制動トルクを与えるべく、第４図（ａ）に
示す如く相巻線のインダクタンスの傾きが負となる運転
領域で相巻線の通電指令信号を出力するようにしている
のである。尚第３図及び第４図（ａ）は、モータ２の各
運転状態での相巻線Ｌａの通電状態を衷わしており、他
の相巻線Ｌｂ、Ｌｃに対しても同様の通電制御が実行さ
れる。

次に駆動回路１日は、第１図に示す如く、モータ２の各
相巻線Ｌａ〜ＬｃとＤＣ−ＤＣ変喚器１２のコンデンサ
Ｃｘとを接続するスイッチング素子ＴａｘＴｃと、各相
巻線Ｌａ＋Ｌｃに流れる電流を検出する電流センサ５ａ
ｘｓｃと、通電制御回路１６からの通電指令信号により
スイッチング素子Ｔａ〜ＴｃをＯＮＬ／て相巻線Ｌａ〜
Ｌｃを通電し、通電時に電流センサＳａ−ｗｓｃにより
検出される相巻線Ｌａ−Ｌｃの通電電流が所定］直以上
となるとスイッチング素子Ｔａ−Ｔｃを一時ＯＦＦして
過電流によりスイッチング素子Ｔａ−Ｔｃが破損するの
を防止する電流制限回路１８ａ〜１８ｃとから構成され
ている。

ここでモータ２が通常運転状態であり、通電制御回路１
６からロータに回転トルクを与えるための通電指令信号
が出力されると、駆動回路１日では、通電指令信号によ
り各相巻線Ｌａ−Ｌｃのスイッチング素子Ｔａ〜Ｔｃが
順次ＯＮされ、各相巻線Ｌａ−Ｌｃｈ月ＩＩｎ次ＤＣ−
ＤＣ変換器１２のコンデンサＣｘに接続される。すると
各相巻線Ｌａ〜Ｌｃには、コンデンサＣｘに蓄えられた
電荷によって電流力９禿れ、各相巻ｖＡＬａｘＬｃが磁
界を発生してロータに回転トルクを与える。

このとき相巻線Ｌａ〜Ｌｃの通電電流は、第３図に示す
如く、コンデンサＣｘに蓄えられた電荷量（即ちＤＣ−
ＤＣ変換器１２の出力電圧）に応じて一旦上昇し、その
後インダクタンスの上昇に伴い除々に低下するが、スイ
ッチング素子Ｔａ〜ＴｃがＯＮからＯＦＦに切り替わっ
ても、相巻線Ｌａ−Ｌｃに蓄えられた磁気エネルギによ
り０とならず、そのまま放っておくとこの磁気エネルギ
によりスイッチング素子Ｔａ−Ｔｃが破壊してしまう恐
れがある。このため本実施例では、第２図に示す如く、
この磁気エネルギを電荷として直流電圧源１４に回生ず
るための回生回路２２が設けられ、これによって駆動回
路１日が破壊するのを防止している。

尚回生回路２２は前述の回生手段に相当し、第１図に示
す如く、直流電圧源１４と各相巻線Ｌａ〜Ｌｃのスイッ
チング素子Ｔａ−Ｔｃとの接続点とを各々接続する３つ
のダイオードＤａ−Ｄｃにより構成されている。

一方モータ２が減速運転状態であり、通電制御回路１６
からロータに制動トルクを与えるための通電指令信号が
出力されると、その通電指令信号により各相巻＆１Ｌａ
−Ｌｃのスイッチング素子Ｔａ−Ｔｃが順次ＯＮされ、
各相巻線ＬａｘＬｃが順次ＤＣ−ＤＣ変換器１２のコン
デンサＣｘに接続される。すると各相巻線Ｌａ〜Ｌｃに
は、コンデンサＣｘに蓄えられた電荷によって電流が流
れ、各相巻線Ｌａ−Ｌｃが磁界を発生して、ロータに制
動トルクを与える。

このときモータ２は発電モードとなるので、第４図（ａ
）に示す如く、各相巻線Ｌａ−Ｌｃの通電電流は、ＤＣ
−ＤＣ変換器１２の出力電圧に応じて上昇だけでなく、
インダクタンスの低下によって更に上昇するが、駆動回
路１日には電流制限回路１８ａ〜１８ｃが備えられてい
るので、その電流が所定値以上となるとスイッチング素
子Ｔａ〜ＴｃがＯＦＦされ、各相巻線Ｌａ−Ｌｃに過電
流が流れるのが防止される。

またスイッチング素子Ｔａ〜ＴｃがＯＮからＯＦＦに切
り替えられると、相巻線Ｌａ〜Ｌｃに蓄積された磁気エ
ネルギが回生回路を介して直流電圧源１４に回生される
が、減速運転時にはモータ２が発電モードであるので、
その回生される電力エネルギは、ＤＣ−ＤＣ変換器１２
を介して駆動回路１８に人力した電力エネルギより大き
くなり、コンデンサＣｙにかかる電圧が上がりすぎて、
電源に負荷をかける恐れがある。

そこで直流電圧源１４には、第２図に示す如く、コンデ
ンサＣｙに並列接続されたスイッチング素子Ｔｙと抵抗
器Ｒｙとの直列回路１４ａと、コンデンサＣｙの両端電
圧が許容電圧以上となった場合にスイッチング素子Ｔｙ
を一時ＯＮする電源保護回路１４ｂが備えられている。

この結果、第４図（ｂ）に示す如く、回生回路２２によ
り各相巻線Ｌ　ａ−ｗＬ　ｃに蓄積された磁気エネルギ
が回生されて電源電圧が許容電圧以上となると、スイッ
チング素子ＴＶがＯＮして回生された電力エネルギが抵
抗器Ｒｙによって消費され、電源電圧が許容電圧以下に
抑制されて、電源が保護される。

このように本実施例では、直流電圧源１４と駆動回路１
８との間にＤＣ−ＤＣ変換器１２が設けられ、ＤＣ−Ｄ
Ｃ変換器１２の電荷蓄積用のコンデンサＣｘに蓄えられ
た電荷によってモータ２の各相巻線Ｌａ〜Ｌｃを通電す
るようにされているため、相巻線ＬａｘＬｃの通電電流
、つまりロータの回転トルクをＤＣ−ＤＣ変換器１２の
出力電圧；こより制御できるようになり、従来のように
電流制御回路を用いて通電電流のチョッパ制御を行なう
ことなく、電圧制御回路１０によるＤＣ−ＤＣ変換器１
２の電圧制御によって、モータ２の回転速度を制御でき
るようになる。

この結果従来のように各相巻ｙＡ毎にスイッチング素子
とダイオードとを２個ずつ設ける必要はなくなり、駆動
回路を簡素化できる。またＤＣ−ＤＣ変換器１２の電圧
制御は、スイッチング素子ＴＸのＯＮ・ＯＦ　Ｆ　ｔＥ
ＪＩ間のデユーティ比制御或はスイッチング素子Ｔｘの
ＯＮ期間を一定としたスイッチング周波数制御によって
、モータ２の回転速度に関係なく独立して行なうことが
できるので、スイッチング素子Ｔｘに高応答性のものを
使用しなくてもＤＣ−ＤＣ変換器１２の出力電圧を所望
の値に制御することができ、モータ２の高速運転時にも
安定した回転制御を実行できる。また更に本実施例では
ＤＣ−ＤＣ変換器１２に昇降圧型のものが使用され、直
流電圧源１４の出力電圧以上の電圧を各相巻線に印加す
ることができるので、相巻線のインダクタンスの大きい
可変リラクタンスモータにおいては、相巻線に電流を流
し込み易く、高速で利点がある。

ここで上記実施例では、ＤＣ−ＤＣ変換器１２において
、電荷蓄積用のコンデンサＣｘの一端を直流電圧源１４
の（−）端子側に接続し、ダイオードＤｘにより、コイ
ルＬｘに蓄積された磁気エネルギを負電荷としてコンデ
ンサＣｘの他端に転送するように構成したが、第５図に
示す如く、ＤＣ−ＤＣ変換器１２−１を電荷蓄積用のコ
ンデンサＣｘ−１の一端を直流電圧源１４−１の（＋）
端子側に接続し、ダイオードＤ　ｘ−１により、コイル
Ｌｘ−１に蓄積された磁気エネルギを正電荷としてコン
デンサＣｘ−１の他端に転送するように構成してもよい
。

尚この場合、直流電圧源１４−１に対する駆動回路１日
内の電位が上記実施例とは逆になるので、回生回路２２
−１のダイオードＤ　ａ　−１〜Ｄ　ｃ　−１を上記実
施例とは逆方向に設け、モータ２−１の各相巻線に蓄積
された磁気エネルギを負電荷として直流電圧源１４−１
に回生させる必要がある。

また次に上記実施例では、モータ２の減速運転時に直流
電圧源１４に回生される電荷が多くなって直流電圧源１
４の電源電圧が許容電圧以上となるのを防止するため、
直流電圧源１４内に抵抗器Ｒｙとスイッチング素子Ｔｙ
との直列回路１４ａを設け、電源保護回路１４ｂにより
スイッチング素子ＴｙをＯＮ・ＯＦＦ制御するように構
成したが、この電源保護のためには、回生される電力エ
ネルギを消費できればよいので、例えば第６図に示す如
く回生回路２２−２と直流電圧ｆｉ１４−２との間の回
生ライン上に抵抗器Ｒｙ−２とスイッチング素子Ｔｙ−
２との並列回路を設け、電源保護回路１４ｂ−２により
、通常はスイッチング素子Ｔｙ−２をＯＮ状態にしてお
き、電源電圧が許容電圧以上となるとスイッチング素子
Ｔｙ−２を０ＦＦＬ／て抵抗器Ｒｙ−２により回生電力
を消費するように構成してもよい。

また第７図に示す如く、ＤＣ−ＤＣ変換器１２−３の電
荷蓄積用のコンデンサＣｘ−３に、抵抗器Ｒｙ−３とス
イッチング素子Ｔｙ−３との直列回路１２ａ−３を並列
接続し、電圧制御回路１０−３を、単に電圧制御信号を
出力するだけでなく、Ｄ−ＤＣ変換器１２−３の出力電
圧がトルク指令信号に応じた所望の電圧となるようスイ
ッチング素子Ｔｙ−３をＯＮ・ＯＦＦして出力電圧のフ
ィードバック制御も行なうように構成し、電源保護回路
１４ｂ−３を、通常は電圧制御回路１０−３からの電圧
制御信号をそのままスイッチングトランジスタＴｘ−３
に伝達して上記と同様にコンデンサＣｘ−３に所定の電
荷を転送させ、電源電圧が大きくなると電圧制御回路１
０−３からの電圧制御信号のＯＮ期間を長くしてコンデ
ンサＣｘ−３に転送される電荷を増加するようにしても
よい。

このように構成すれば、駆動回路１日−３からの回虫エ
ネルギが多すぎ、電源電圧が高くなると、そのエネルギ
をコンデンサＣｘ−３に転送して抵抗器Ｒｙ−３で消費
させることができ、直流電圧発生源１４−３を保護する
ことができると共に、ＤＣ−ＤＣ変換器１２−３の出力
電圧をトルク指令信号に応じて急速に低下させることが
でき、モータ２−３の回転制御をより精度よく実行でき
るようになる。

尚第５図〜第７図において、第１図と同様の部分につい
ては同じ番号に添え字−１，−２，−３を付しであるの
で、その部分の説明は省略する。

また次に上記実施例では、実回転速度Ｓｐを検出し、実
回転速度Ｓｐを目標回転速度Ｓｏに制御する所謂サーボ
系として構成された制御装置を例にとり説明したが、本
発明は、実回転速度Ｓｐを検出せず、単に外部からの回
転速度の増減指令によってモータ２の回転速度を増減す
るオープン制御を行なう制御装置に適用することもでき
る。

［発明の効果コ 以上詳述したように本発明の可変リラクタンスモータの
駆動装置では、ＤＣ−ＤＣ変換器からの出力電圧により
可変リラクタンスモータの相巻線に流れる電流を制御で
きるので、従来のように電流制御回路を用いて相巻線の
通電電流をチョッパ制御することなく、可変リラクタン
スモータの回転制御を行なうことが可能となる。このた
め従来のように各相巻線毎にスイッチング素子とダイオ
ードとを２個ずつ設ける必要はなくなり、回路構成を簡
素化でき、しかもＤＣ−ＤＣ変換器による電圧制御は、
可変リラクタンスモータの回転速度に関係なく独立して
行なうことができるので、可変リラクタンスモータの高
速運転時にも安定した回転制御を実現できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は実施例の駆動装置の回路構成を表わす電気回路
図、第２図はこの駆動装置を用いて可変リラクタンスモ
ータの回転制御を行なう制御装置の構成を表わすブロッ
ク図、第３図は通常運転時の相巻線Ｌａの通電制御を説
明するタイムチャート、第４図（ａ）は減速運転時の相
巻線Ｌａの通電制御を説明するタイムチャート、第４図
（ｂ）は電源保護回路による減速運転時の電源保護動作
を説明するタイムチャート、第５図〜第７図は夫々駆動
装置の他の回路構成例を表わす電気回路図、第８図は可
変リラクタンスモータの動作を説明する説明図、第９図
は従来の駆動装置の構成を表わす電気回路図、である。 ２・・・可変リラクタンスモータ １２・・・ＤＣ−ＤＣ変換器　　１４・・・直流電圧源
１８・・・駆動回路　　　２２・・・回生回路Ｄｘ・・
・ダイオード（転送手段） Ｌｘ・・・コイル（誘導素子） Ｃｘ・・・コンデンサ（電荷蓄積手段）代理人　　弁理
士　定立　勉　（ほか２名）第３図 第４図 （通常運転時） （減速運転層） 第５図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 　直流電源に開放可能に並列接続される誘導素子と、該
   誘導素子を開放したとき該誘導素子に蓄積された磁気エ
   ネルギを電荷として外部に転送する転送手段と、を備え
   たＤＣ−ＤＣ変換器と、該ＤＣ−ＤＣ変換器から転送さ
   れる電荷を蓄積する電荷蓄積手段と、 該電荷蓄積手段と可変リラクタンスモータの相巻線とを
   接続して該相巻線を通電する通電手段と、該通電手段が
   上記電荷蓄積手段と上記相巻線との接続を遮断したとき
   、該相巻線に蓄積された磁気エネルギを電荷として上記
   直流電源に回生する回生手段と、 を備えたことを特徴とする可変リラクタンスモータの駆
   動装置。