JP7152366B2 - 回転電動機システム - Google Patents

Description

本発明は、電機子巻線と界磁巻線を備えた回転電動機システムに関する。

従来、電機子巻線と界磁巻線を備え、界磁巻線に界磁電流を流すことで生じる界磁磁束により回転トルクを変化させることができる回転電動機が知られている。このような回転電動機のシステムは、界磁巻線に界磁電流を流す駆動装置（以下、界磁用コンバータと言う）を含み、界磁用コンバータは、複数のスイッチング素子を含んで構成される。制御装置が界磁用コンバータの各スイッチング素子のオン／オフを制御し、界磁電流を制御する（例えば特許文献１参照）。

特開２０１８－８５７９９号公報

界磁巻線に正方向の電流（強め界磁電流）と負方向の電流（弱め界磁電流）の両方を流す制御が可能であり、構成が簡素である回転電動機システムが望まれている。

本発明の目的は、界磁巻線に正負両方向の電流を流す制御が可能であり、構成が簡素である回転電動機システムを提供することにある。

本発明の回転電動機システムは、回転磁界を発生させる電機子巻線と界磁磁束を発生させる界磁巻線を備えた回転電動機と、前記回転電動機の電力源であるバッテリと、前記電機子巻線に電流を流すインバータと、前記バッテリから電力が供給され、前記インバータの母線間の電圧を可変にする昇圧コンバータと、前記インバータの母線間に接続され、前記界磁巻線に電流を流す界磁用コンバータと、前記インバータ、前記界磁用コンバータ、及び前記昇圧コンバータを制御する制御装置と、を備え、前記界磁用コンバータは、前記制御装置により制御される２つのスイッチング素子を直列接続したアームを含み、前記界磁巻線の一端は前記界磁用コンバータの前記アームの２つのスイッチング素子の間に接続され、前記界磁巻線の他端は前記バッテリの正側に接続にされる、ことを特徴とする。

また、本発明の回転電動機システムにおいて、前記昇圧コンバータは、スイッチング素子を含み、前記制御装置は、前記昇圧コンバータの前記スイッチング素子を制御することにより前記インバータの母線間の電圧を制御し、前記制御装置は、前記昇圧コンバータの前記スイッチング素子のゲート信号を、第１周期を有する第１キャリア信号を用いて生成し、前記界磁用コンバータの前記スイッチング素子のゲート信号を、第２周期を有する第２キャリア信号を用いて生成し、前記第1周期は、前記第２周期よりも短い、としてもよい。

また、本発明の回転電動機システムにおいて、前記界磁巻線に流れる電流を界磁電流検出値として検出する電流センサを、さらに備え、前記昇圧コンバータは、スイッチング素子を含み、前記制御装置は、前記昇圧コンバータの前記スイッチング素子を制御することにより前記インバータの母線間の電圧を制御し、前記制御装置は、界磁電流指令値と前記界磁電流検出値の偏差を比例積分制御するフィードバック制御器と、前記昇圧コンバータの前記スイッチング素子のゲート信号のデューティ比をフィードフォワード値として出力するフィードフォワード制御器とを、含み、前記フィードバック制御器の出力と、前記フィードフォワード制御器の出力に基づいて、前記界磁用コンバータの前記スイッチング素子のゲート信号のデューティ比を制御する、としてもよい。

本発明によれば、界磁用コンバータの２つのスイッチング素子によって、界磁巻線に正負両方向の電流を流す制御が可能であり、界磁用コンバータに含まれるスイッチング素子が少ないため、回転電動機システムを簡素な構成とすることができる。

回転電動機システムの回路図である。 界磁電流制御装置のブロック構成図である。 昇圧コンバータのスイッチング素子のゲート信号の生成についての説明図である。 界磁用コンバータのスイッチング素子のゲート信号の生成についての説明図である。 昇圧コンバータのスイッチング素子のゲート信号の生成についての説明図である。 従来技術の回転電動機システムの回路図である。 従来技術の別の回転電動機システムの回路図である。

以下、本発明に係る実施形態について添付図面を参照しながら詳細に説明する。以下で述べる構成は、説明のための例示であって、回転電動機システムの仕様等に合わせて適宜変更が可能である。全ての図面において同様の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。また、以下において複数の実施形態や変形例などが含まれる場合、それらの特徴部分を適宜に組み合わせて用いることは当初から想定されている。

図１は、本実施形態における回転電動機システム１０の回路図である。回転電動機システム１０は、バッテリ１４（直流電源とも言う）、コンデンサ１６，２２、昇圧コンバータ１８、界磁用コンバータ２４、インバータ２６、回転電動機３０、及び制御装置１２を含んで構成される。回転電動機３０は、ステータとロータを含み、ステータは、ロータに界磁を作る直流電流を流す界磁巻線３４と、当該界磁との相互作用によりロータにトルクを発生させる交流電流を流す電機子巻線３２（三相巻線）とを備える。界磁巻線３４は、界磁磁束を発生させ、電機子巻線３２は、回転磁界を発生させる。なお、ここでは、ステータが界磁巻線３４を備えるとしたが、ロータまたはロータ周辺の部材が界磁巻線３４を備える構成であってもよい。

図１に示すように、コンデンサ１６、昇圧コンバータ１８、コンデンサ２２、界磁用コンバータ２４及びインバータ２６は、バッテリ１４に対し並列に接続される。バッテリ１４は、回転電動機３０の電力源である。インバータ２６は、回転電動機３０の電機子巻線３２に電流を流し、昇圧コンバータ１８は、バッテリ１４から電力が供給され、インバータ２６の母線２８ａ，２８ｂ間の電圧を可変にする。界磁用コンバータ２４は、インバータ２６の母線２８ａ，２８ｂ間に接続され、界磁巻線３４に電流を流す。制御装置１２は、昇圧コンバータ１８、界磁用コンバータ２４、及びインバータ２６を制御する。

昇圧コンバータ１８は、２つのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を直列接続したアームＡ０と、リアクトル２０を含む。各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の両端には、ダイオードが並列接続される。昇圧コンバータ１８のアームＡ０は、インバータ２６の母線２８ａ，２８ｂ間に接続され、リアクトル２０の一端は、アームＡ０の中点ｃｐに接続され、リアクトル２０の他端はバッテリ１４の正側（正極）ｂｐに接続にされる。なお、インバータ２６の片側の母線２８ｂは、バッテリ１４の負側（負極）に接続にされる。制御装置１２は、昇圧コンバータ１８の２つのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のオン／オフを制御することにより、バッテリ１４の出力電圧ｖｂを昇圧し、インバータ２６の母線２８ａ，２８ｂ間に電圧ｖｃを印加する。なお、電圧ｖｂに対する電圧ｖｃの割合（昇圧比）は、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のオン／オフ期間によって変化する。

界磁用コンバータ２４は、２つのスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４を直列接続したアームＡ１で構成される。各スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の両端には、各スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の電流方向とは逆方向の電流が流れるようにダイオードが並列接続される。界磁用コンバータ２４のアームＡ１は、インバータ２６の母線２８ａ，２８ｂ間に接続され、界磁巻線３４の一端はアームＡ１のスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の間（中点ａｐ）に接続され、界磁巻線３４の他端はバッテリ１４の正側ｂｐに接続にされる。制御装置１２は、２つのスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のオン／オフを制御し、オン／オフ期間を変化させることにより、界磁巻線３４を流れる界磁電流ｉｆの方向と大きさを制御する。界磁電流ｉｆの電流経路には電流センサ４０が設けられている。電流センサ４０によって検出された界磁電流ｉｆの検出値（以下、界磁電流検出値ｉｆとも言う）は、制御装置１２に送信される。

インバータ２６は、三相インバータである。具体的には、インバータ２６は、並列接続されたＵ相アームＢ１、Ｖ相アームＢ２及びＷ相アームＢ３を含む。各アームＢ１，Ｂ２，Ｂ３には２つのスイッチング素子Ｓａ，Ｓｂが直列に接続され、各スイッチング素子Ｓａ，Ｓｂの両端には、各スイッチング素子の電流方向とは逆方向の電流が流れるようにダイオードが並列接続される。電機子巻線３２は、Ｕ相電流が流れるＵ相巻線、Ｖ相電流が流れるＶ相巻線、及びＷ相電流が流れるＷ相巻線を含む。図１では、Ｕ相巻線、Ｖ相巻線、Ｗ相巻線にそれぞれｕ、ｖ、ｗの符号を付している。制御装置１２は、インバータ２６の各スイッチング素子のオン／オフを制御することにより、電機子巻線３２（三相巻線）の電流（三相電流）を制御する。なお、図１では、電機子巻線３２（三相巻線）の各相の巻線を簡略化して示して、各相で１つのみとしているが、実際には、各相で複数の巻線が直列に接続される。

Ｕ相巻線の一端は、Ｕ相アームＢ１のスイッチング素子Ｓａ、Ｓｂ間の中点に接続される。Ｖ相巻線の一端は、Ｖ相アームＢ２のスイッチング素子Ｓａ、Ｓｂ間の中点に接続される。Ｗ相巻線の一端は、Ｗ相アームＢ３のスイッチング素子Ｓａ、Ｓｂ間の中点に接続される。Ｕ相巻線、Ｖ相巻線及びＷ相巻線の他端は、中性点Ｇで共通に接続される。

Ｕ相巻線に流れる電流ｉｕは、電流センサ３８ｕによって検出され、その検出値が制御装置１２へ送信され、Ｖ相巻線に流れる電流ｉｖは、電流センサ３８ｖによって検出され、その検出値が制御装置１２へ送信される。なお、三相巻線の各相の巻線は中性点Ｇで共通接続されているため、各相の巻線に流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの総和がゼロになることから、制御装置１２は、Ｗ相巻線に流れる電流ｉｗを、検出値ｉｕ，ｉｖから取得することができる。

回転電動機３０には、回転角センサ３６（例えばレゾルバ）が設けられている。回転角センサ３６によって検出されたロータの回転角度位置（以下、回転角とも言う）θｅは、制御装置１２へ送信される。

制御装置１２は、発生または入力されたトルク指令値に基づいて、昇圧コンバータ１８のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のゲート信号ＧＳ１，ＧＳ２と、界磁用コンバータ２４のスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のゲート信号ＧＳ３，ＧＳ４と、インバータ２６のスイッチング素子のゲート信号ＧＩ（ここではインバータ２６の６個のスイッチング素子の各ゲート信号をまとめて符号ＧＩで示す）を生成する。なお、トルク指令値は、例えば、回転電動機システム１０が車両に搭載される場合にはアクセル開度及び車速から制御装置１２においてマップ参照等により導出される。

制御装置１２は、トルク指令値に基づいて昇圧コンバータ１８のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のゲート信号ＧＳ１，ＧＳ２を制御し、インバータ２６の母線２８ａ，２８ｂ間の電圧ｖｃを制御する。また、制御装置１２は、トルク指令値から界磁電流指令値ｉｒｆを生成し、界磁電流指令値ｉｒｆと界磁電流検出値ｉｆ（電流センサ４０の検出値）の偏差が０になるようにフィードバック制御を行ってゲート信号ＧＳ３，ＧＳ４を生成し、界磁用コンバータ２４を介して界磁電流ｉｆを制御する。また、制御装置１２は、トルク指令値からｄｑ軸電流指令値ｉｒｄ，ｉｒｑを生成し、三相巻線３２の各相の電流検出値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗをロータの回転角θｅを用いてｄｑ軸電流検出値ｉｄ，ｉｑに変換し、ｄｑ軸電流指令値ｉｒｄ，ｉｒｑとｄｑ軸電流検出値ｉｄ，ｉｑの偏差が０になるようにフィードバック制御を行ってゲート信号ＧＩを生成し、インバータ２６を介して三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを制御する。なお、これらの制御は公知であるため、本明細書では詳細な説明を省略する。なお、本実施形態の回転電動機システム１０に適用可能である界磁電流制御装置５０（図２参照）については後述する。

次に、界磁用コンバータ２４の各スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のオン／オフと、界磁電流ｉｆとの関係について説明する。上記したように、界磁巻線３４の一端は、界磁用コンバータ２４のアームＡ１の中点ａｐに接続されており、界磁巻線３４の他端は、バッテリ１４の正側ｂｐに接続されている。従って、界磁巻線３４の他端（以下、ｂｐ点とも言う）の電位は、バッテリ１４の出力電位であるｖｂで一定であるのに対し、界磁巻線３４の一端（以下、ａｐ点とも言う）の電位は、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のオン／オフ状態、及び、インバータの母線２８ａ，２８ｂ間の電圧ｖｃの大きさに依存する。ここで、電圧ｖｃは、昇圧コンバータ１８が機能することにより電圧ｖｂよりも高い電圧になっている（ｖｃ＞ｖｂ）。

スイッチング素子Ｓ３をオンにし、Ｓ４をオフにすると、ａｐ点の電位はｖｃとなり、ｂｐ点の電位はｖｂ（＜ｖｃ）であるから、界磁電流ｉｆはａｐ点からｂｐ点に向かって流れる。すなわち、ａｐ点の電位がｂｐ点の電位よりも高くなるので、界磁電流ｉｆは正方向（図１に示すｉｆの実線矢印で示す方向）に流れる。一方、スイッチング素子Ｓ３をオフにし、Ｓ４をオンにすると、ａｐ点の電位は０Ｖとなり、ｂｐ点の電位はｖｂ（＞０Ｖ）であるから、界磁電流ｉｆはｂｐ点からａｐ点に向かって流れる。すなわち、ａｐ点の電位がｂｐ点の電位よりも低くなるので、界磁電流ｉｆは負方向（図１に示すｉｆの実線矢印で示す方向とは逆方向）に流れる。

次に、制御装置１２によるスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の制御について説明する。ａｐ点の電位ｖａｐは、以下の（１）式によって表される。

ｖａｐ＝ｄｆ×ｖｃ ・・・（１）

上記（１）式において、ｄｆは、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のゲート信号ＧＳ３，ＧＳ４のデューティ比である。具体的には、デューティ比ｄｆは、Ｓ３がオンかつＳ４がオフの期間ｔ１と、Ｓ３がオフかつＳ４がオンの期間ｔ２との比であり、以下の（２）式によって表される。

ｄｆ＝ｔ１／ｔ２ ・・・（２）

ここで、ａｐ点の電位ｖａｐをｖｂ（バッテリ電位）にすると（ｖａｐ＝ｖｂ）、ｂｐ点の電位ｖｂｐはｖｂ（バッテリ電位）で一定（ｖｂｐ＝ｖｂ）であるから、界磁電流ｉｆは０Ａとなる。上記（１）式に、界磁電流ｉｆ＝０Ａとなるｖａｐ＝ｖｂを代入するとｄｆ＝（ｖｂ／ｖｃ）となる。従って、制御装置１２がｄｆ＝（ｖｂ／ｖｃ）となるように期間ｔ１，ｔ２（Ｓ３，Ｓ４のスイッチング）を制御することにより、界磁電流ｉｆを０Ａにすることができることが分かる。また、制御装置１２は、ｄｆ＞（ｖｂ／ｖｃ）となるように期間ｔ１，ｔ２を制御することにより、界磁電流ｉｆを正方向に流すことができ、ｄｆ＜（ｖｂ／ｖｃ）となるように期間ｔ１，ｔ２を制御することにより、界磁電流ｉｆを負方向に流すことができる。

以上説明した回転電動機システム１０によれば、界磁用コンバータ２４が２つのスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のみを有するという簡素な構成でありながら、界磁巻線３４に正方向の電流（強め界磁電流）と負方向の電流（弱め界磁電流）の両方を流す制御が可能である。このように正負両方向に界磁電流ｉｆを流す制御が可能であることにより、トルク指令値の増加または減少時に、界磁電流ｉｆの電流応答性を高くすることができる。例えば、界磁電流ｉｆが正方向に比較的大きな電流値で流れている場合において、トルク指令値に従って界磁電流ｉｆを０（Ａ）まで低下させる際に、本実施形態によれば界磁電流ｉｆを負方向に流す制御が可能であるため、界磁電流ｉｆを短時間に０（Ａ）に変化させることができる。また、以上説明した回転電動機システム１０によれば、界磁用コンバータ２４が簡素な構成であるから、回転電動機システム１０、或いは、パワー・コントロール・ユニット（界磁用コンバータ２４及びインバータ２６を含むユニット、ＰＣＵとも言う）のコスト面においても有利である。

なお、図６は、従来技術の回転電動機システムの回路図である。この従来技術の回転電動機システム１１０も、界磁用コンバータ１２４を含み、界磁用コンバータ１２４は、２つのスイッチング素子Ｓ１３，Ｓ１４を直列接続したアームＡ１１で構成される。アームＡ１１は、インバータ２６の母線間に接続され、界磁巻線３４の一端はアームＡ１１の中点ａｐ（ａｐ点）に接続され、界磁巻線３４の他端はインバータ２６の片側の母線（ｂｐ点）に接続にされる。この従来技術の回転電動機システム１１０も、界磁用コンバータ１２４が２つのスイッチング素子Ｓ１３，Ｓ１４により構成される。しかし、界磁用コンバータ１２４のａｐ点は、ｂｐ点と同じ又は高い電位しか出力できず、界磁巻線３４に正方向の電流しか流すことができない。

また、図７は、従来技術の別の回転電動機システムの回路図である。この従来技術の回転電動機システム２１０も、界磁用コンバータ２２４を含み、界磁用コンバータ２２４は、並列接続された第１アームＡ２１及び第２アームＡ２２で構成される。第１、２アームＡ２１，Ａ２２には２つのスイッチング素子Ｓ２３及びＳ２４とスイッチング素子Ｓ２５及びＳ２６がそれぞれ直列に接続される。第１、２アームＡ２１，Ａ２２は、インバータ２６の母線間に接続され、界磁巻線３４の一端はアームＡ２１の中点ａｐに接続され、界磁巻線３４の他端はアームＡ２２の中点ｂｐに接続される。この従来技術の回転電動機システム２１０は、界磁巻線３４に正負両方向の電流を流すことができるが、界磁用コンバータ２２４のスイッチング素子が４つもある。

以上から、従来技術の回転電動機システム１１０、２１０（図６、図７）に比べて、本実施形態の回転電動機システム１０が、界磁電流ｉｆの制御の観点、及び、回路構成の観点から有利であることがよく理解できる。

次に、本実施形態の回転電動機システム１０に適用可能である界磁用コンバータ２４の制御について説明する。上記した（１）式から分かるように、界磁用コンバータ２４のａｐ点（図１参照）の電位ｖａｐは、インバータ２６の母線２８ａ，２８ｂ間の電圧ｖｃによって変化する。ここで、電圧ｖｃは、以下の（３）式によって表すことができる。

ｖｃ＝ｄｕ×ｖｂ ・・・（３）

上記（３）式において、ｄｕは、昇圧コンバータ１８のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のゲート信号ＧＳ１，ＧＳ２のデューティ比である。具体的には、デューティ比ｄｕは、Ｓ１がオフかつＳ２がオンの期間ｔ３と、Ｓ１がオンかつＳ２がオフの期間ｔ４との比であり、以下の（４）式によって表すことができる。

ｄｕ＝ｔ３／ｔ４ ・・・（４）

制御装置１２は、デューティ比ｄｕを制御することにより、電圧ｖｃを所望の電圧値に制御する。ここで、デューティ比ｄｕは、電圧ｖｃを介して、界磁用コンバータ２４のａｐ点の電位ｖａｐに影響を与え、ａｐ点の電位ｖａｐは、界磁電流ｉｆに影響を与える。すなわち、デューティ比ｄｕは、界磁電流ｉｆに影響を与える。そこで、ここで説明する界磁用コンバータ２４の制御（界磁電流ｉｆの制御）は、昇圧コンバータ１８のデューティ比ｄｕを制御因子として用いる。

制御装置１２は、界磁用コンバータ２４のスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のゲート信号ＧＳ３，ＧＳ４を生成する界磁電流制御装置を含む。図２は、界磁電流制御装置５０のブロック構成図である。界磁電流制御装置５０は、フィードバック制御器５２と、フィードフォワード制御器５８と、リミッタ６０と、ＰＷＭ６２を含む。フィードバック制御器５２は、界磁電流指令値ｉｒｆと界磁電流検出値ｉｆの偏差（＝ｉｒｆ－ｉｆ）を算出する加算器５５と、加算器５５で算出された偏差を０に近づけるように比例積分制御（ＰＩ制御）を行う比例積分制御器５６を含む。フィードフォワード制御器５８は、昇圧コンバータ１８のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のゲート信号ＧＳ１，ＧＳ２のデューティ比ｄｕをフィードフォワード値として出力する。フィードバック制御器５２の出力とフィードフォワード制御器５８の出力は、加算器５９で加算され、加算器５９の出力信号は、リミッタ６０を通した後にＰＷＭ６２へ入力される。ＰＷＭ６２は、リミッタ６０からの入力信号に従って、界磁用コンバータ２４のスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のゲート信号ＧＳ３，ＧＳ４を生成する。この構成によれば、界磁電流制御装置５０は、フィードバック制御器５２の出力と、フィードフォワード制御器５８の出力に基づいて、界磁用コンバータ２４のスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のゲート信号ＧＳ３，ＧＳ４のデューティ比ｄｆを制御する。トルク指令値が増加または減少する際、界磁電流指令値ｉｒｆが変更され、昇圧コンバータ１８のデューティ比ｄｕが変更されて、界磁電流ｉｆが調整されることがある。この際、上記した界磁電流制御装置５０によれば、界磁電流指令値ｉｒｆに従ったフィードバック制御に加えて、昇圧コンバータ１８のデューティ比ｄｕに従ったフィードフォワード制御を行うので、界磁電流ｉｆは、界磁電流指令値ｉｒｆに迅速に向かうことができる。すなわち、界磁電流ｉｆの界磁電流指令値ｉｒｆに対する応答性（追従性）を高めることができる。

次に、本実施形態の回転電動機システム１０に適用可能であるキャリア信号について説明する。図３は、昇圧コンバータ１８のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のゲート信号ＧＳ１，ＧＳ２の生成についての説明図である。制御装置１２は、ゲート信号ＧＳ１，ＧＳ２を、トルク指令値に基づいて設定された閾値ＢＣｔｈと、第１キャリア信号ＣＳ１の信号値とを比較することにより生成する。図３には、閾値ＢＣｔｈが第１キャリア信号ＣＳ１の信号値より大きい場合にＧＳ１をＨｉｇｈ（オン）、ＧＳ２をＬｏｗ（オフ）にし、閾値ＢＣｔｈが第１キャリア信号ＣＳ１の信号値以下の場合にＧＳ１をＬｏｗ（オフ）、ＧＳ２をＨｉｇｈ（オン）にするように、ＧＳ１とＧＳ２を生成している状態が示されている。また、図３には、ＧＳ１，ＧＳ２に従って昇圧コンバータ１８のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のオン／オフを制御した際のリアクトル２０（図１参照）に流れる電流ｉＬ（以下、リアクトル電流ｉＬとも言う）が示されている。

図３に示すように、リアクトル電流ｉＬには振幅αのリップルが現れることがあり、振幅αの大きさは、第１キャリア信号ＣＳ１の周期Ｔｃ１（第１周期Ｔｃ１とも言う）に依存する。図５に示すように、第１キャリア信号ＣＳ１の周期Ｔｃ１が大きくなるほど、振幅αは大きくなる。振幅αが大きいリップルを有するリアクトル電流ｉＬがバッテリ１４へ入力されると、バッテリ１４の劣化が進む可能性がある。従って、バッテリ１４の劣化を抑制するために、図３に示すように、第１キャリア信号ＣＳ１の周期Ｔｃ１を小さくすることにより、振幅αを小さくすることが望ましい。

図４は、界磁用コンバータ２４のスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のゲート信号ＧＳ３，ＧＳ４の生成についての説明図である。昇圧コンバータ１８のゲート信号Ｓ１，Ｓ２と同様に、制御装置１２（界磁電流制御装置）は、トルク指令値に基づいて設定された閾値ＦＣｔｈと、第２キャリア信号ＣＳ２の信号値とを比較することにより界磁用コンバータ２４のゲート信号ＧＳ３，ＧＳ４を生成する。図４には、閾値ＦＣｔｈが第２キャリア信号ＣＳ２の信号値より大きい場合にＧＳ３をＨｉｇｈ（オン）、ＧＳ４をＬｏｗ（オフ）にし、閾値ＦＣｔｈが第２キャリア信号ＣＳ２の信号値以下の場合にＧＳ３をＬｏｗ（オフ）、ＧＳ４をＨｉｇｈ（オン）にするように、ＧＳ３とＧＳ４を生成している状態が示されている。また、図４には、ＧＳ３，ＧＳ４に従って界磁用コンバータ２４のスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のオン／オフを制御した際の界磁電流ｉｆが示されている。

リアクトル電流ｉＬと同様に、図４に示すように、界磁電流ｉｆには振幅βのリップルが現れることがあり、振幅βの大きさは、第２キャリア信号ＣＳ２の周期Ｔｃ２（第２周期Ｔｃ２とも言う）に依存する。第２キャリア信号ＣＳ２の周期Ｔｃ２が大きくなるほど、振幅βは大きくなり得る。しかし、界磁巻線３４のインダクタンスは、昇圧コンバータ１８のリアクトル２０のインダクタンスに比べて数倍～数百倍大きいため、第２キャリア信号ＣＳ２の周期Ｔｃ２を大きくしても、界磁電流ｉｆの振幅βは、リアクトル電流ｉＬの振幅αのように大きくはならない。第２キャリア信号ＣＳ２の周期Ｔｃ２を大きくすれば、界磁用コンバータ２４のスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のスイッチング回数が減るため、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の劣化を抑制することができる。そこで、図４に示すように、第２キャリア信号ＣＳ２の周期Ｔｃ２を大きくすることが望ましい。

そこで、本実施形態の回転電動機システム１０において、制御装置１２は、昇圧コンバータ１８の第１キャリア信号ＣＳ１の周期Ｔｃ１を、界磁用コンバータ２４の第２キャリア信号ＣＳ２の周期Ｔｃ２よりも短くするとしてもよい。このようにすれば、バッテリ１４の劣化の抑制と、界磁用コンバータ２４のスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の劣化の抑制との双方を実現することができる。

１０，１１０，２１０ 回転電動機システム、１２ 制御装置、１４ バッテリ、１６，２２ コンデンサ、１８ 昇圧コンバータ、２０ リアクトル、２４，１２４，２２４ 界磁用コンバータ、２６ インバータ、２８ａ，２８ｂ 母線、３０ 回転電動機、３２ 電機子巻線（三相巻線）、３４ 界磁巻線、３６ 回転角センサ、３８ｕ，３８ｖ，４０ 電流センサ、５０ 界磁電流制御装置、５２ フィードバック制御器、５５ 加算器、５６ 比例積分制御器（ＰＩ制御器）、５８ フィードフォワード制御器、５９ 加算器、６０ リミッタ、６２ ＰＷＭ、ＣＳ１ 第１キャリア信号、ＣＳ２ 第２キャリア信号、Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ１３，Ｓ１４，Ｓ２３，Ｓ２４，Ｓ２５，Ｓ２６，Ｓａ，Ｓｂ スイッチング素子、Ａ０，Ａ１，Ａ１１ アーム、Ａ２１ 第１アーム、Ａ２２ 第２アーム、Ｂ１ Ｕ相アーム、Ｂ２ Ｖ相アーム、Ｂ３ Ｗ相アーム、ｉｆ 界磁電流検出値（界磁電流）、ｉｒｆ 界磁電流指令値、ｉＬ リアクトル電流。

Claims (3)

1. 回転磁界を発生させる電機子巻線と界磁磁束を発生させる界磁巻線を備えた回転電動機と、
   前記回転電動機の電力源であるバッテリと、
   前記電機子巻線に電流を流すインバータと、
   前記バッテリから電力が供給され、前記インバータの母線間の電圧を可変にする昇圧コンバータと、
   前記インバータの母線間に接続され、前記界磁巻線に電流を流す界磁用コンバータと、
   前記インバータ、前記界磁用コンバータ、及び前記昇圧コンバータを制御する制御装置と、を備え、
   前記界磁用コンバータは、前記制御装置により制御される２つのスイッチング素子を直列接続したアームを含み、
   前記界磁巻線の一端は前記界磁用コンバータの前記アームの２つのスイッチング素子の間に接続され、前記界磁巻線の他端は前記バッテリの正側に接続にされる、
   ことを特徴とする回転電動機システム。
2. 請求項１に記載の回転電動機システムであって、
   前記昇圧コンバータは、スイッチング素子を含み、前記制御装置は、前記昇圧コンバータの前記スイッチング素子を制御することにより前記インバータの母線間の電圧を制御し、
   前記制御装置は、前記昇圧コンバータの前記スイッチング素子のゲート信号を、第１周期を有する第１キャリア信号を用いて生成し、前記界磁用コンバータの前記スイッチング素子のゲート信号を、第２周期を有する第２キャリア信号を用いて生成し、
   前記第1周期は、前記第２周期よりも短い、
   ことを特徴とする回転電動機システム。
3. 請求項１に記載の回転電動機システムであって、
   前記界磁巻線に流れる電流を界磁電流検出値として検出する電流センサを、さらに備え、
   前記昇圧コンバータは、スイッチング素子を含み、前記制御装置は、前記昇圧コンバータの前記スイッチング素子を制御することにより前記インバータの母線間の電圧を制御し、
   前記制御装置は、
   界磁電流指令値と前記界磁電流検出値の偏差を比例積分制御するフィードバック制御器と、前記昇圧コンバータの前記スイッチング素子のゲート信号のデューティ比をフィードフォワード値として出力するフィードフォワード制御器とを、含み、
   前記フィードバック制御器の出力と、前記フィードフォワード制御器の出力に基づいて、前記界磁用コンバータの前記スイッチング素子のゲート信号のデューティ比を制御する、
   ことを特徴とする回転電動機システム。
   

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