JPS6117616Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案は受信機の高周波増幅回路に関するもの
である。

受信機の高周波増幅回路の必要条件は下記の通
りである。即ち、 AGC特性（大入力特性）が良いこと。

混変調妨害が少ないこと。

安定に高利得が得られるＳ／Ｎ比が良いこ
と。

選択度特性が良いこと。

上記内容は周知の事実であり、従来より種々の
回路工夫がなされてきた。

第１図は従来の高周波（RF）増幅回路例で、
フオワードAGCを用いている。ここで１はその
受信機の必要周波数帯を通過させるバンドパスフ
イルタ（Ｂ・Ｐ・Ｆ）、Ｃ１〜Ｃ７はコンデン
サ、Ｒ１〜Ｒ６は抵抗、Ｌ１〜Ｌ２はＬ・Ｃ同調
回路、Ｄ１、Ｄ２はゲルマニウムダイオード、Ｄ
３はシリコンダイオード、VR１は半固定可変抵
抗、Ｑ１は高周波増幅用トランジスタ、Ｑ２は位
相反転用トランジスタである。

トランジスタＱ１のフオワードAGC動作につ
き次に説明する。Ｑ２のベースに中間周波IF増
幅回路（図示せず）のAGC用に用いているリバ
ースAGC用の電圧を入力にし、コレクタを出力
とすると、いま、高周波（RF）入力が無いと
き、Ｑ２のベース電圧は最も高く、Ｑ２のコレク
タ電流は最大でコレクタ電圧は最も低い状態にな
り、Ｑ１のベース電位は低くなるためＱ１のコレ
クタ電流も最下点になる。この状態の時、Ｑ１の
コレクタ電流をほゞ利得最大点附近にVR１で予
じめ調節しておく。即ちRF入力が無いときのト
ランジスタＱ２の最大コレクタ電流で決定される
トランジスタＱ２のコレクタ電圧と、電源（＋Ｖ
_DD）間の電圧を、可変抵抗器VR１と抵抗Ｒ１と
で分圧し、トランジスタＱ１が最大利得となる様
に調整する。

次にRF入力が増加するに従つてリバースAGC
が掛つてＱ２のベース電圧が減少し、Ｑ２のコレ
クタ電圧が上がり、Ｑ１のコレクタ電流が増加し
利得を低下させていく。即ちこの時、Ｒ３，Ｒ２
の電圧降下が大きくなりコレクタ電圧が下がり、
利得を低下させていく方向に働く。フオワード
AGCは直線性及び混変調歪がAGCがかゝる程改
善される方向に働き、過負荷特性（大入力特性）
に強い特性をもち、リバースAGC方式に比べ特
性的にはかなりの改善効果があり、移動無線機や
テレビ受信機の様に電界強度の変化が大きいセツ
トに用いられている。しかしながら第１図の回路
も極強電界には限界があり、90dbμ入力附近よ
り飽和し始め検波出力が低下し始める。又、第１
図の回路では、極強電界に対する対策としてＱ１
の入力側にゲルマニウムダイオードＤ１，Ｄ２を
並列に入れてクリツピングしているが当然の事な
がら、（）ゲルマニウムダイオードの順方向電
圧が低くリーク電流が多い為に周囲温度の変化に
対する受信感度及びＳ／Ｎ比の低下が著しい。
（）クリツピング歪が生ずる。等の欠点があ
る。

そこで本考案は之等の問題点を解決する回路を
提供するもので、以下本考案の実施例を第２図、
第３図に従い説明する。尚、第２図に於いて第１
図と同一部分については第１図と同一の図番を用
いることにする。

第２図に於いて、Ｄ１′，Ｄ４及びＤ２′，Ｄ５
は夫々高周波信号伝送路ｌとアースGND間に接
続されたシリコンダイオードで、Ｄ１′，Ｄ４と
Ｄ２′，Ｄ５は互いに逆方向に並列接続されてい
る。Ｃ８は高周波信号伝送路ｌに直列に挿入した
コンデンサ、Ｄ６，Ｄ７は電流変化によつて抵抗
成分のみ変化するPINダイオードで、Ｌ・Ｃ同調
回路Ｌ１の両端に直列接続されている。Ｃ９は
Ｌ・Ｃ同調回路Ｌ１のアース側端子２とアース
GND間に接続したコンデンサ、Ｒ７，Ｄ８は電
源（＋Ｖ_DD）とアースGND間に直列接続した抵
抗及びツエナーダイオードで、その接続点がＬ・
Ｃ同調回路Ｌ１のアース側端子２に接続されてい
る。３はしきい値検出回路例えばICにて構成さ
れた電圧比較器、Ｒ８，VR２は該電圧比較器の
反転入力端子（−入力端子）に基準電圧を与える
ための抵抗及び可変抵抗器、Ｒ９，Ｒ１０はトラ
ンジスタＱ２のコレクタと電圧比較器３の非反転
入力端子（＋入力端子）間及び電圧比較器３の出
力端子とPINダイオードＤ６，Ｄ７の接続点４間
に夫々接続した抵抗である。その他の部分は第１
図の回路と変わりがない。

第２図の回路で特徴とする改良点は下記の通り
である。

(a) 高周波増幅用能動素子の前段にPINダイオー
ドによる減衰器を設けたこと。

(b) その減衰器の動作点を電圧比較器のしきい値
検出回路で制御し、高周波増幅回路や中間周波
増幅回路を制御する一般的なAGC回路や遅延
型AGC回路が飽和し始める直前から高周波信
号を減衰させる様にしてＳ／Ｎ比の低下を防い
だこと。

(c) 又クリツピング用ダイオードを全てシリコン
ダイオードにし、２個ずつ逆方向に直列接続し
たものを並列接続して動作点を深くし、ダイオ
ードによる非直線歪をなくし、温度特性を改善
したこと。

次に第２図の回路の動作について詳細に説明す
る。

先ず高周波RF入力信号が無い時は、第１図の
回路の場合と同様トランジスタＱ２のコレクタ電
流は最大で、トランジスタＱ１の電流は利得が最
高点になる様に設定されている。次にRF入力が
増加するに従つてトランジスタＱ２のコレクタ電
圧が上がり、トランジスタＱ１のコレクタ電流が
増加して利得が減少し利得制御が行なわれる。し
かし前述した様に第１図の回路であれば、この利
得制御も入力90dbμ付近で飽和領域に達し、そ
れ以上の入力に対してはAGC効果がなくなる。

そこで第２図の本考案回路では、80dbμのRF
入力レベル付近から動作が始まり、AGCレンジ
が拡大する。即ちRF入力レベルが80dbμ以下の
とき、電圧比較器３の出力電圧は、ツエナーダイ
オードＤ８のカソード電圧より低くなつており、
PINダイオードＤ７はON、PINダイオードＤ６は
OFFでRF信号の減衰作用は無い。一方80dbμ以
上の入力になると、電圧比較器３の出力は反転
し、その出力はツエナーダイオードＤ８のカソー
ド電圧より高くなつてPINダイオードＤ７は
OFF、PINダイオードＤ６はONとなり、RF信号
に対して減衰作用を行なう。

尚、可変抵抗器VR２は電圧比較器３の出力の
反転開始時期を決定するためのもので、該可変抵
抗器によつて、電圧比較器３の反転入力端子（−
入力端子）の電圧を、RF入力が80dbμのときの
トランジスタＱ２のコレクタ電圧と等しい電圧に
設定している。

尚又第２図の回路に於いて、PINダイオードを
Ｄ６とＤ７の２本使いにしているのは、Ｌ・Ｃ同
調回路Ｌ１の実効選択度の低下を防止する為と、
減衰効果の増大を図る為であるが、当然ながらも
つと高級回路であるＴ型、π型を基本にした３本
以上のPINダイオードを用いたり、又単にPINダ
イオードとしてＤ６を１本用いるだけでもよい。

斯様に第２図の回路では極強電界に対して効果
的な自動利得制御AGCを行なうことが出来る。
又第２図の回路では高周波増幅用トランジスタＱ
１の前段のクリツピング用ダイオードとして、ゲ
ルマニウムダイオードに代えてシリコンダイオー
ドＤ１′，Ｄ４，Ｄ２′，Ｄ５を用いたので通常到
来する電界強度内ではクリツピング歪を発生しな
い様にすることが出来る。

第１図の従来回路と、第２図の本考案回路の実
験結果データを第３図に示す。第３図に於いて、
Ａは第２図の本考案回路を用いた場合、Ｂは第１
図の従来回路を用いた場合の高周波入力レベルに
対する低周波出力信号レベルを夫々示す特性曲線
で、第３図から明らかな様に、本考案回路の場
合、90dbμ以上のRF入力レベルに対して効果が
見られる。又Ｃで示されている様に、高周波入力
レベルに対するノズルレベルは従来回路と本考案
回路とで変わりがない。更に第２図の回路を用い
れば、混変調妨害特性も格段に良好になることが
実験的に確かめられた。

以上の様に本考案に係る受信機の高周波増幅回
路は高周波増幅用能動素子の前段に、所定の大入
力の点を検出するしきい値検出回路と、該しきい
値検出回路によつて制御され所定の大入力の点よ
り高周波信号を減衰させるPINダイオードとを設
けたので、Ｓ／Ｎ比を劣下させることなく強電界
に対し効果的なAGC特性を得ることが出来る。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の受信機の高周波増幅回路を示す
回路図、第２図は本考案に係る受信機の高周波増
幅回路を示す回路図、第３図は第１図及び第２図
の回路を用いた場合の高周波入力レベルに対する
低周波出力信号レベル及びノイズレベルの実験結
果を示した特性図である。 Ｑ１……高周波増幅用トランジスタ、３……電
圧比較器、Ｄ６，Ｄ７……PINダイオード。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 利得制御可能な高周波増幅用能動素子の前段
   に、所定の大入力の点を検出するしきい値検出回
   路と、該しきい値検出回路によつて制御され前記
   所定の大入力の点より高周波信号の減衰動作を開
   始するPINダイオードとを設けたことを特徴とす
   る受信機の高周波増幅回路。