JPS61162843A

JPS61162843A - 光磁気信号再生装置

Info

Publication number: JPS61162843A
Application number: JP386585A
Authority: JP
Inventors: Kiyoshi Kimoto; 木本　輝代志; Akihiro Takagi; 高木　晶弘
Original assignee: Nippon Kogaku KK
Current assignee: Nikon Corp
Priority date: 1985-01-12
Filing date: 1985-01-12
Publication date: 1986-07-23

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）本発明は、複合元信号記録媒体に記録された信号を光学
的に再生する装置に関する。

（発明の背景）従来、光磁気記録媒体に記録された信号を光学的に再生
する光磁気再生装置では、再生信号に含まれる雑音成分
を除去するため差動方式が用いられている（特開昭５７
−１６９９４７号、同５８−２０３６４６号）。

第４図は差動方式をとる従来の光磁気信号記録媒体再生
装置の一例を示したブロック図で、再生光を光磁気記録
媒体で反射させたときのカー効果による偏光面の回転を
利用して信号を再生する方式を例にとっている。

第４図において、１は垂直磁気記録で情報を記録した光
磁気記憶媒体であり、モータにより定速回転されている
。この光磁気記録媒体１には半導体レーザを使用したレ
ーザ光源２からの直線偏光を受けたレーザ光出力（平行
光束）がビームスプリッタ−３で全反射され対物し／ズ
４で光の回折限界程度まで絞り込まれた後にビームスポ
ットとして入射される。

光磁気記録媒体１からの反射光は、ビームスプリッタ−
３を透過してλ／２板５に入射する。

このλ／２板５は、偏波面の回転機能を有する光学素子
であり、その回転によって偏光ビームスプリッタ−６へ
入射する光線束の偏波面を回転させており、基準面に対
する両側の回転角θ１と０２を調整して光電変換素子７
，８への光量の振り分けを行ない、例えば光電変換素子
７で光量が少なく、光電変換素子８で光量が多くなるよ
うに振り分けてりる。

偏光ビームスプリッタ−６は、Ｓ偏光の入射光は全反射
、Ｐ偏光の入射光は全透過する機能をも　　　−った光
学素子であり、基準面に対する入射光の偏光面の変化を
光の強さに変換する０この偏光ビームスプリッタ−６の働きを第２図のベクト
ル図を参照して説明すると、まず光磁気記録媒体ｌから
の反射光はカー効果により偏’ｘ面が記録した垂直磁気
の方向（上向き又は下向き）Ｋ応じ入射光５ｏ（ｉｔ直
偏光）の偏光面を基準として±θにの範囲で偏光向が変
化する反射光Ｓ１、Ｓ２となる。ここで、偏光ビームス
プリッタ−６をＳ方向に設定すると、λ／２板５による
基準面（対する回転角が０１．θ２のように異なってい
るため、±θにで変化する反射光８１とＳ２のＳ成分と
Ｐ成分の光の強さが異なり、光電変換素子７には少ない
光量変化ａｂが、また光電変換素子８には大きな光量変
化ｃｄば振り分けられ、それぞれ電気信号に変換される
。

光電変換素子７，８の出力電流はバッファア／プ９．１
０で電圧信号に変換され、バッファアンプ９の出力はそ
のまま差動増幅器１２の正入力端子に、またバッファア
ンプ１０の出力はアッテネータ１１でバッファアンプ９
の出力とバランスするように減衰調整した後に差動増幅
器１２の負入力端子に接続される。差動増幅器１２は、
偏光面の回転で位相が反転関係にある再生信号について
は差動増幅で両信号を加え合せた信号を出力し、一方、
入力信号に含まれる一音成分については光の強度にのみ
依存した同相成分であることがら差動増幅によす相殺除
去し、その結果、レーザ光源２の光強度の変動、光磁気
記録媒体ｌの反射率の変動、傷、はこシ等による雑音成
分を確実に除去して記録信号のみを再生することができ
る。

しかしながら、このような従来の光磁気再生装置にあっ
ては、差動増幅器に対し信号レベルが大きい入力側にア
ッテネータを設けて２つの入力信号レベルをバランス調
整できるようにしているが、このアッテネータ−整は、
差動増幅器の出力を測定器で見ながら手動により調整し
なければならず、調整に精度が要求されるとともに、時
間がかかるという問題がめった。

また、製造段階で調整が完全にできていても、使用環境
、例えば温度の変化、わるいは経年変化による光学系の
汚れ等が起きると調整が狂ったこととなり、再生信号の
Ｓ／Ｎ比が悪くなって性能が低下するとわう問題があっ
た。

更に、従来はアッテネータで信号レベルのみを調整して
―るが、光路長や線路長の相違に基因した両信号の位相
差については考慮されておらず、精度の高い一音成分の
除去が崩御であった。

（発明の目的）本発明は、このような従来の問題点に鑑みてなされたも
ので、差動方式を用いた再生信号の雑音除去について、
差動増幅器に入力する２つの信号の信号レベルを自動的
にパラ／ス制御すると共に両方の信号の位相差を無くす
回路設定または位相制御により全く調整を必要とするこ
となく環境の変化や光学系の汚れ等に対しても雑音成分
を略完全に除去した信号を再生して性能低下を起こすこ
とのな一光磁気再生装置を提供することを目的とする。

（発明の概要）この目的を達成するため本発明は、光強度信号をららか
しめ記録した光磁気記録媒体を使用し、その光強度信号
をパイロット信号として差動増幅器の入力または出力の
再生信号に含まれるパイロット周波数信号をフィルタで
敗出し、差動増幅器の入力信号に含まれるパイロット周
波数信号の振−差を最小とするように可変利得アンプを
利得制御することを基本とし、この利得制御による信号
レベルの自動バランス調整に加えて、差動増幅器の入力
信号に含まれるパイロット周波数信号の位相差を最小と
するように遅延回路の遅延時間を制御するようにしたも
のである０光強度信号をあらかじめ記録した光磁気記録媒体は、例
えは特開昭５９−８２６４６にて公知でおるが、この種
の記録媒体として本発明に適するものは、光強度信号の
周波数が検出できるものでわればよい。例えは、（１）周波数が一定の光強度信号が記録されているもの（２）２種以上の周波数の光強度信号が重ねて記録され
ているものなどである。

第３図は本発明において使用可能な複合光信゛号記録媒
体の記録面の−Ｓを示す図で光磁気記録媒体である。

第３図は、光磁気記録媒体で構成される（口）転ティス
クの面に多数存在するビット列（以後、トラックと称す
）の内の２本のトラックについて描いである。

図中、実線で表わしたビットは光強度ビットｐＲであり
、一定の長さ及び間隔で、６らかしめ形成されている。

また、斜線を施した点憇は、磁気ピッ）ＰＭである。磁
気ビットｐＭは、説明を簡単にするため、第３図におい
ては、大きさ、間隔を全て同一としたが、実際には、長
さ及び間隔が記録信号によって変調されている。

この光磁気記録媒体を不図示の再生ビームによって掃引
した場合、光強度信号の基本周波数をｆｌとすると、こ
の光強度信号は、基本周波数ｆｌの他ｆ２＝３ｆｌｆ　３＝５　ｆ　１等の、゛基本周波数の奇数倍の周波数成分を含んでいる
。本発明は、これらの光強度信号に含まれる周波数の内
、任意の１つ又は２つの周波数成分をパイロット信号と
し、主目的である光磁気再生装置を常に安定に作動させ
ようとするものである。

第１図は、本発明の一実施例を示した回路ブロック図で
ある。

まず、構成を説明すると、１４は半導体レーザであり、
レーザ枢動回路１５で枢動され、再生用のレーザ光を出
力する。

１８は半導体レーザ１４からのレーザ光出力を使用して
光磁気記録媒体１に記録された情報を光学的に再生する
ための光学系であり、第４図の従来例に示したと四じ光
学系が用いられ、光磁気記録媒体１からの再生光を偏向
面の角度に応じて２つの光路に分けて出力する。

１９は第１の光電変換中段、２０は第２の光電変換手段
であり、第１の光電変換手段置９は光学系１８からの一
方の再生光を電気信号に変換するビンフォトダイオード
等を用いた光電変換素子２１と、光電変換素子２１″の
出力電流を固定的に定めた増４１！利得で増幅して電圧
信号に変換する固定利得アンプ２２で構成される。一方
、第２の光“電焚換手段２０は光学系１８からの他方の
再生光を電気信号に変換するヒフフォトダイオード等を
用いた光電変換素子２３と、この光電変換素子２３の出
力電流を電圧信号に変換する可変利得アンプ２４を備え
、可変利得アンプ２４の増幅利得は外部信号により可変
制御される。２５は差動増幅器であり、固定利得アンプ
２２の出力を負入力端子に接続すると共に、可変利得ア
ンプ２４の出力を正入力端子Ｋｍ続し、光強度信号に関
して２つの入力信号の振幅及び位相が一致していること
を条件に、２つの入力信号に含まれる同相の雑音成分を
相殺により除去し、２つの入力信号に含ま敷れる１８０°位相の異なった再僕信号を加えあわせ叱出
力を得るようにしている。

１６は、加算増幅器であり、その入力端子には、固定ア
ンプ２２の出力と、可変利得アンプ２４の出力が接続さ
れており、光強度信号に関して、２つの入力信号の振幅
及び位相が一致していることを条件Ｋ、加算出力を得る
ようにしている。

２６．２７は差動増幅器２５０入力信号に含まれる光強
度信号を抽出するだめの帯域通過フィルタであり、この
帯域通過フィルタ２６．２７で抽出した再生信号に含ま
れる光強度信号を使用して差動増幅器２５の２つの入力
に対する光強度信号の振幅差を最小にする可変利得アン
プ２４０制御系が設けられる。

即ち、帯域通過フィルタ２６．２７の各出力は掛算器２
８．２９の一方に入力され、掛算器２８　、２９の他方
には加算増幅器１６からの光強度信号が参照信号として
与えられており、掛算器２８．２９の出力はローパスフ
ィルタ３１．３２を介して差動増幅器３）に与えられて
いる。ここで掛算器２８とローパスフィルタ３１、及び
掛算器２９とローパスフィルタ３２のそれぞれは良く知
られた位相敏感振幅検出回路３４．３５を構成している
。

この様に帯域通過フィルタ２６．２７で取り出されたパ
イロット周波数信号の振幅検出に掛３ｉＬ器とローパス
フィルタで成る位相敏感振幅検出回路を使用するのは次
の理由による。

即ち、得生信号に含まれる光強度信号の振幅検出には他
の各種の回路が存在するが、帯域通過フィルタ２６．２
７の出力には周波数ｆ１の光強度信号の他に光磁気記録
媒体１にすでに記録されている情報信号のうち同じ周波
数ｆ１の信号が混入する。この様に光強度信号のみの振
幅検出を行ないたい時に情報信号のうちの周波数ｆ１の
信号も含まれている場合は、再生信号ＶＣ重畳した光強
度信号と一定関係の位相差を持つ参照信号（この実施例
では参照信号を基準位相としている）を使用したＰＳＤ
が最も有利である。

光強度信号をめらかしめ記録した光磁気記録媒体から、
本発明に使用するための参照信号を得る方法は公知技術
に属することから詳述せず（例えは前述の特開昭５９−
８２６４６ＫＩｊｉ示されている。）ここでは、その原
理のみを第５図に示す。

第５図（ａ）、（ｂ）は、それぞれ、第１の光電変換手
段１９及び、第２の光電変換手段２０の出力を示してお
り、光磁気ビット成分（第５図では、高周波成分とし、
て描いである）に、光強度ビット成−分（第５図では低
周波成分として描いである）がＸｉしている様子を示し
ている。ここで、第５図（ｊＬ）と第５図（ｂ）を比較
すると、光磁気ビット成分は、位相が１８０’異なって
おり、逆に、光強度ビット成分は、位相が０’　　（同
相）でおる。

従って、第５図（ａ）と第５図（５ｂ）にお℃て、光傅
度ビット成分の振幅及び位相が一致していれば、第５図
（ａ）と第５図（ｂ）の差及び和は、それぞれ第５図（
ｅ）及び（ｄ）の様になり、第５図（ｅ）は、光磁気ビ
ット再生信号、また第５図（ｄ）は光強度ビット再生信
号となる。なお、第５図においては、説明の都合上、光
強度ピッ覧信号を強調して描いたため、第５−（ｃ）の
光磁ビット信号が、明らかに光強度ビット信号によって
振幅変調されているが、実用上は、光強度ビット信号の
レベルを下けることができ、光磁気ビット信号を問題な
く再生することができる。

なお、本発明においては、第５図（ｄ）の光強度ビット
信号を、光磁気再生装置の安定化のための制御信号とし
て使用するものであり、以後光強度−ビット信号のこと
を、パイロット信号と呼ぶことにする。

即ち、再生した光磁気ビット信号（情報信号）と光強度
ビット信号として記録媒体に重畳したパイロット周波数
信号には相関性がなく、ＰＳＤは同じ周波数ｆ１であっ
ても相関性のない情報信号の影響は受けず、相関性のあ
るパイロット周波数信号のみについて、振幅検出を行な
うことができる。

更に、ＰＳＤによる位相敏感振幅検出回路３４゜３５の
回路機能を説明すると、加算増幅器１６よりの参照信号
をＳｒ＝虐ωｔで表わし、また帯域通過フィルタ２６ま
たは２７で抽出されたパイロット周波数信号をＳ＝Ａｍ
（ωを十〇）とすると、掛算器２８．２９の出力はＳ　＊　Ｓｒ　＝　Ａｇ１ａＱｌｔ　”ｇｆｎ　（ωを
十〇）＝Ａ／２（可θ−■（２ωを十〇））で与えられる。

この掛算器２８．２９の出力をローパスフィルタ３１．
３２を通すと、５−８ｒ＃Ａ／（２）θ　　　・・・・・・（１）の出
力が得られる。

この第＋１）式において、フィルタ出力信号Ｓと参照信
号Ｓｒとの位相差θが一定であったとすると、ローパス
フィルタ３１．３２の出力はフィルタ出力信号Ｓの振幅
Ａに比例した直流レベルを持つようＫなシ、パイロット
周波数信号の振幅に応じた直流検出電圧を得ることがで
きる。

位相敏感振幅検出回路３４．３５の出力は、差動増ｍ器
３）に入力接続され、差動増幅器３）は２つの入力信号
の差に応じた信号を出力し、積分器３６に与えている。

この位相敏感振幅検出回路３４．３５及び差動増幅器３
）により、差動増幅器２５０２つの入力信号に含まれる
パイロット周波数信号の振幅差を検出する振幅比較回路
３７が構成されている。

積分器３６は振幅比較回路３７の出力を平滑し１直流電
圧に変換し、可変利得ア／フ′２４にＡＧＣ信号３８と
して供給しており、この様な構成をもって差動増幅ｔＦ
２５の２つの入力信号レベルの振幅差を最小にする可変
利得ア／フー２４０ＡＧＣ制御ルーツが形成される。

次に、差動増＠Ｖ％２５に入力する２つの入力信号の位
相差を零にする手段として、この第１図の実施例では第
１の光電変換手段１９及び第２の光電変換手段２０から
差動増幅器２５０入力に接続した信号線３８．３９の線
路長の調整により固定的に差動増幅器２５の入力端にお
ける２つの入力信号の位相差が零となる様に回路設定を
行なっている。具体的にはｗ、１図の回路ブロックがプ
リント配線で形成されることから、信号線３８と３９の
線路バター／の長さを位相差が零となる様に実　　　′
現すればよい。

次に第１図の実施例の動作を説明する。

まず光学系１８で得られ丸２つの再生光を光電変換し之
第１及び第２の光電変換手段１９．２０の出力に含まれ
る再生信号と雑音信号の周波数特性は第６図（ａ）（ｂ
）に示す様になる。

即ち、巣６図Ｃａ）は振り分は光量の大きい第１の光電
変換手段１９の出力周波数特性を示し、ま尭同図＜ｂ）
は振り分は光量の少ない第２の光電変換手段２０の出力
周波数特性を示しており、再生信号８１．Ｓ２と雑音成
分ｎｌ　、ｎ２が含まれている。

ここで、雑音成分ｎｌを　　− ｎ１＝Ａｎ＠自（ωｎｔ　（ｔ＋＋））とし、雑音成分
ｎ２をｎ２＝Ａｎ＠＊（ωｎｔ）とする。但し、ｍｌ　、ｎ２は雑音成分であることから
、振幅Ａｎは時々刻々変化している。この雑音成分ｍｌ
　、ｎ２の差動増幅器２５による出力ｎｄはｎ　ｄ＝ｎ　１−ｎ　２で与えられ、雑音出力ｎｄの振幅は時間に無関係な項と
なるＺ　Ａｎｍ　（ｈ／２６７ｎ　）Ａなる。即ち、差動増幅器２５０入力に対する信号＠３
８．’３９の線路長の設定で２つの入力信号゛の位相差
が零で６つ九とすると、雑音成分ｎ１とｎ２の振幅差を
最小とするように可変利得アンプ２４の利得制御が行な
われ尭場合、第６図Ｃｃ）に示す様に差動増幅器２５の
出力には再生信号Ｓ１ζ８２の加算出力が差動出力Ｓｄ
として得られ、一方、振幅調整、及び位相調整が不充分
な場合には第６図（ｄ）に示す様に、振幅差については
破線で示す周波数と無関係に一定レベルの雑音成分ｎ３
が差動増幅器２５の出力に現れると共に、位相調整の不
良による雑音は前記第（２）式から明らかな様Ｋ、周波
数ｆ（＝ω／２π）に比例して増加する雑音成分ｎ４と
して現れる。

この様な差動増幅器２５に現れる振幅調整及び位相調整
の不良による雑音成分ｎ３　、ｎ４に対し、第１図の実
施例ではパイロット周波数信号で光磁気記録媒体からの
反射光を振幅変調して重畳させ、光学系１８の再生光を
振り分けて得た第１及び第２の光電変換手段１９．２０
の出力に重畳し九パイロット周波数信号が含まれておシ
、このパイロット周波数信号を帯域通過フィルタ２７．
２６で抽出して振幅比較回路３７によシ振幅差に応じた
出力をとりだし、振幅比較回路３７に於ける差動増幅器
３）の出力を最小若しくは零とするように可変利得アン
プ２，４の増幅利得を制御している叱め、差動増幅器２
５に入力する２つの入力信号に含まれる雑音成分ｎ１と
ｎ２の振幅レベル（平均レベル）が自動的（バランスさ
れ、差動増幅による同相の雑音成分ｎｌとｎ２の差し引
きにより、第６図（ｄ）に示す振幅差による雑音成分ｎ
３を除去する。

ま九、差動増幅器２５０入力に対する信号線３８．３９
の線路長の設定で２つの入力信号の位相差を零にしてい
ることから、第６図（ｄ）に示す位相差により周波数に
比例して増加する雑音成分ｎ４は、全く生じない。

尚、線路長の設定による位相差（遅延時間）を完全に零
とすることは困難であるが、例えは、遅で延時間もの値は、３　ｎ　ｓｅｃ以下にすれは充分であ
り、位相角に換算すると、ｆ＝ｌＯＭ■２で１０．８第
７図は本発明の他の実施例を示した回路ブロック図であ
り、この実施例は第１図の実施例に差動増幅器の２つの
入力信号の位相差を遅延回路の制御により零とする位相
制御系を付加したことを特徴とする。

即ち、第１の光電変換手段１９から差動増幅器２５に対
する信号線３８に固定遅延時間をもった遅延回路４０を
設けるとともに、第２の光電変換手段２０と差動増幅器
２５の間の信号線３９に遅延時間を可変制御することの
できる遅延回路４１を設け、更に、帯域通過フィルタ２
６．２７で抽出した２つのパイロット周波数信号の位相
差を検出して、遅延回路４１の遅延時間を制御する位相
比較回路４２を新たに設けておシ、他の回路構成は第１
図の実施例と同じになる。

位相比較回路４２は振幅比較回路３７と同様に掛算５４
３とローパスフィルタ４４で成るＰＳＤを使用した位相
検出回路４５、掛算器４６とローパスフィルタ４７で成
るＰＳＤを用いた位相検出回路４８、及び比較器４９を
備え、掛算器４３゜４６に対するフィルタ出力信号を振
幅調整増幅器５０．５１で同一振幅レベルに！！１Ｎ！
ＶＬで振幅の規格化を行ない、２つのパイロット周波数
信号の位相のみを検出できる様にしている点が異なる。

この位相比較回路４２０回路機能は、前記第（，１）式
から明らかなＩＮＫ、振幅Ａが振ｍ調整増幅器５０．５
１で一定に保たれることから参照信号を基準位相とした
帯域通過フィルタ２６．２７からのパイロット周波数信
号の位相差のみに比例した信号出力が得られ、比較器４
９で２つのパイロット信号の位相差に応じ叱信号を取り
出し、積分器５２で平滑し′Ｐｃｖｋに遅延回路４１の
遅延時間を位相比較回路４２に於ける差動増幅器４９の
出力を零とする様に、即ち差動増幅器２５０２つの入力
信号の位相差を零とする位相制御ループを形成している
。

この第７図の実施例によれば、振幅比較回路３７の出力
に基す九司変利得アンプ２４の利得制御に依る差動増幅
器２５の２つの入力信号の振幅レベルのバランスに加え
て位相比較回路４２に依る遅延回路４１の遅延時間の制
御で差動増幅器２５の２つの入力信号の遅延時間、即ち
位相差を一致させているなめ、前記第（２）式から明ら
かな様に差動増幅器２５の差動出力ＳｄＫ現れる雑音成
分をほぼ完全に除去することができる。

次に第７図の実施例で用いる遅延時間の制御可能な遅延
回路４１としては、可変容量ダイオードを用いたＬＣ遅
延回路、超音波遅延線あるいは本来固定遅延線として用
いられるものに発熱体を敗り付け、温度を可変すること
によって固定遅延線の温度特性を利用して遅延時間を制
御する遅延回路等を使用することができる。更に第８図
に示す様に、２つの固定遅延線５３．５４を直列接続し
、３つの切り換えスイッチを並列的に備えた切換スイッ
チ５５により非遅延、遅延線５３のみ、遅延線５３と５
４の加算遅延時間の三段階の遅延時間の切り換えができ
る様に構成し、第７図の積分器５２からの制御電圧をＡ
Ｄ変換器５６でスイッチ制御信号に変換して切換スイッ
チ５５に与え、遅延時間を切り換える様にしても良い。

勿論、第８図の実施例では固定遅延線の数を適宜に増や
すことにより、任意の段階の遅延時間切り換えを行なう
ことができる。

第９図は本発明の他の実施例を示した回路ブロック図で
１、この実施例は前述したように、光強度ビット信号は
、２種以上の異なる周波数成分を含んでいることを利用
して、差動増幅器の出力に含まれる２つのパイロット周
波数信号を個別に取り出し、一方のパイロット周波数信
号に基ついて可変利得アンプの利得制御を行ない、他方
のパイロット周波数信号に基づいて遅延回路の遅延時間
制御を行なうようにしｔことを特徴とする。　。

まず構成を説明すると、光学系１８から差動増幅器２５
に至る回路構成は第７図の実施例と同じであり、振幅制
御のための可変利得アンプ２４、及び遅延時間の制御可
能な遅延回路４１を有する。

可変利得アンプ２４の利得制御及び遅延回路４１の遅延
制御を行なうためのパイロット信号の取出しは差動増Ｉ
Ｉ＆器２５の出力から行なっており、帯域通過フィルタ
５８で差動出力に含まれる周波数ｆ１のパイロット周波
数信号を抽出して振幅積ア出を行なっており、また帯域通過フィルタ５→で周波数
ｆ２のパイロット周波数信号を抽出して位相検出を行な
っている。

ここで、振幅検出に低い周波数ｆ１を、位相検出に高い
周波数ｆ２を使用する理由は次のとおりである。

即ち、差動増幅器２５の出力に含ｌれる雑音酸が小さい
とき周波数ωｎに比例して増加する関係にあり、時間差
ｉを検出して遅延時間を制御する叱めには周波数の高い
方が雑音振幅レベルが太きく、従ってこの雑音検出のた
めに重畳させるバイロフト周波数信号としては周波数の
高いパイロット周波数信号を位相検出に用いる方が有利
であることによる。

次に、帯域通過フィルタ５８で抽出した周波数ｆｌのパ
イロット周波数信号に基づいて可変利得アンブ２４の増
幅利得を制御する回路部は、掛算器５９とローパスフィ
ルタ６０を備えたＰＳＤとして知られた位相敏感振幅検
出回路６１が用いられ、掛算器５９には加算増幅器１６
より帯域通過フィルタ６３で抽出された周波数ｆ１のパ
イロット周波数信号が参照信号Ｓｒとして与えられてお
り、位相敏感振幅検出回路６１の出力は加算器６２によ
って電圧源６４による一定電圧を加えられた後積分器３
６に与えられ、積分器３６の出力電圧に基づいて可変利
得アンプ２４の増幅利得を制御している。

この位相敏感振幅検出回路６１を有する振１１１ｉｉ調
整の閉ループ回路は、周波数ｆ１のパイロット周波数信
号の差動出力が零となるか、あるいは差動出力に極く僅
かに残留する周波数ｆ工のパイロット周波数信号と参照
信号との位相差が９０″　となるように可変利得アンプ
２４の増幅利得を制御する回路機能を有する。即ち、位
相敏感振幅回路６１の掛算器５９に対する参照信号をＳ
ｒ、第１の光電変換手段１９の出力信号に含まれる周波
数ｆｌのパイロット周波数信号をＳｌ、第２の光電変換
手段２０の出力信号に含まれる周波数ｆ工のパイロット
周波数信号を８２、史に差動増幅器２５の差動出力に残
留する周波数ｆｌのパイロット周波数信号Ｓｄとすると
、差動増幅器２５に入力する２つの周波数ｆ１のパイロ
ット周波数信号Ｓｌと８２の大小関係について、第１０
図に示す信号波形の関係が得られる。即ち、第１０図（
ａ）はＳｌ＞Ｓｚの場合を示しておシ、このとき参照信
号Ｓｒと差動出力の残留成分Ｓｄの位相差は１８０°　
となる。

また、第１０図（ｂ）に示すように３１　＝　８２′の
ときには参照信号Ｓｒと差動出力Ｓｄは、振幅が零か、
或いはＳｒに対して位相差が９０°の残留成分となる。

更に、第１０図（ｃ）に示すように８１＜８２の場合に
は参照信号Ｓｒと差動出力の残留成分Ｓｄとの位相差は
０″　となる。ここで周波数ｆ１の差動出力における残
留成分Ｓｄが完全に零とはならず、第１０図（ｂ）に破
線で示すように僅かな残留成分が存在するのは、制御系
が必ずしも理想的に作動しないことによる。但し、第１
０図（ｂ）において、残留成分は強調して描いである。

第１１図は第１０図の信号波形における差動増幅器の入
力成分Ｓ１と８２の大小関係に対する差動出力の残留成
分Ｓｄと参照信号Ｓｒの位相差の相関関係を示し九グラ
フ図でおり、理想的には位相差９０°で８１＝８２とな
るが制御系が必ずしも理想的に作動しないことから位相
差が９０°であっても入力成分Ｓ１と８２が完全に一致
せず、差動出力に僅かな残留成分Ｓｄが残るようになる
。

以上の説明から明らかなように、周波数ｆ１のパイロッ
ト周波数信号について差動増幅１ｔｉＦ２５の差動出力
が零、あるい岐差動出力に極く僅かに残留する周波数ｆ
１のパイロット周波数信号と参照信号との位相が９０’
　　となるように可変利得アンプ２４の増幅利得を制御
すれは、差動出力に含まれる雑音成分を零または最小限
に抑えることができる。

次に、位相敏感振幅検出回路６１の出力、即ちローパス
フィルタ６０の出力に加算器６２で基準電源６４による
一定電圧を加算している理由を説明する。

即ち、ローパスフィルタ６０の出力は周波数ｆ１のパイ
ロット周波数信号にりφて位相出力信号と参照信号との
位相差が約９０°になると、前記第（１）式から明らか
なようにローパスフィルタ６０の出力は零となる。ここ
で、約９０１′の位相差と表現したのは、光磁気媒体に
、光強度信号として重量されなパイロット周波数信号は
光学系１８、光電変換手段１９．２０及び帯域通過フィ
ルタ５８を通過する際に光の速度や電気信号の伝搬速度
によって参照信号に対し極く僅かな時間遅れをもつ。そ
こで、この固定的な時間遅れを補正する叱め、ローパス
フィルタ６０の出力に基準電源６４により正または負の
補正電圧を加算しな後に積分器３６に入力させている。

尚、この固定遅延時間の補正は参照信号を取り出す帯域
通過フィルタ６３の出力に遅延回路を挿入して参照信号
にパイロット周波数信号と同じ固定的な時間遅延を行な
わせるようにしてもよい。

尚、後述するが、本実施例には、可変遅蝉線４１が可変
利得アンプ２４の出力に接続されているが、後述する位
相制御ループが、作動した場合には、この振幅調整のた
めの回路系は全く問題なく作動する。更に、位相制御ル
ープの動作が不完全な場合（例えば、完全に作動するま
でに多少時間がかかる等）においても、はとんど問題な
く作動する。つまり、可変遅延線４１の遅延量はせいぜ
い３ｎｓｅｃ程度、位相角に換算して、ｆ＝１０Ｍ　Ｈ
ｚで１０．８°程度であるのに対し、振幅調整のために
用いる周波数１１のパイロット信号Ｓｄの位相変化量は
θ〜１８０’　と十分大きく、わずか１０．８°程度の
位相誤差が生じるのみで、振幅調整のための回路系が、
作動不能になることはない。

次に、第９図の実施例における位相調整の制御系を説明
する。

即ち、位相調整の制御系は周波数ｆ２のパイロット周波
数信号を差動増幅器２５の出力から取り出す帯域通過フ
ィルタ５９に続いて設けられ、帯域通過フィルタ５９の
出力を振幅調整回路６５で一定の振幅レベルに規格化を
行なった後掛算器６６とローパスフィルタ６７を備え＋
ＰＳＤとして知られた位相敏感振幅検出回路に接続して
位相検出回路６８を構成している。位相検出回路６８の
出力は加算器６９で基′＄電源７０による補正電圧分加
え合わされ、スイッチ７１を介して積分器５２に与えら
れ、積分器５２の出力に応じて遅延回路４１の遅延時間
を制御している。

一方、帯域通過フィルタ５９の出力は、振幅検出回路７
２に与えられており、この振幅検出回路７２は周波数ｆ
２のパイロット周波数信号の振幅レベルが小ざくなった
とき、スイッチ７１を開放して位相制御をロックするよ
うにしている。

即ち、振幅検出回路７２には掛算器７３とローパスフィ
ルタ７４を備えた位相敏感振幅検出回路７５が設けられ
、この位相敏感振幅検出回路７５の出力を□絶対値比較
ＦＦ７６に入力して基準電圧Ｖｒと比較しており、振幅
の検出電圧が基準電圧Ｖｒ以下となったときの絶対値比
較器７６のＬレベル出力でスイッチ７１を開放するよう
にしている０勿論、掛算器６６及び７３に対する参照信号としては加
算増幅器１６の出力に含まれる周波数ｆ２の参照信号を
帯域通過フィルタ７７で抽出して与えるようにしている
。

次に、前述し友回路構成をもつ位相制御の回路系の動作
分説明する。

まず、差動増幅器２５の差動出力に台筐れる像幅検出回
路７２の位相敏感振幅検出回路７５で検出した振幅レベ
ルが基準電圧Ｖｒ以上のときには比較器７６のＨレベル
出力でスイッチ７１が閉じ、位相制御の閉ループが形成
されている。

この状態で帯域通過フィルタ５９で抽出された差動出力
に含まれる周波数ｆ２のパイロット周波数信号は、まず
振幅調整回路６５で規定の振幅レベルに増幅され、振幅
の影醤を取り除く振幅の規格化が行なわれる。振幅調整
回路６５の出力は掛算６６６　トｏ−パスフィルタ６７
よりなる位相敏感振幅検出回路に入力され、ローパスフ
ィルタ６７からは帯域通過フィルタ７７の参照信号に対
する周波数ｆ２のパイロット周波数信号の位相差に応じ
た信号出力が得られる。この参照信号とパイロット周数
数信号との位相差ｄＯ°〜１８００の範囲にあり、第１
０図の信号波形図及び第１１図の特性グラフから明らか
なように、参照信号とパイロット周波数信号との位相差
が９０°　（ローパスフィルタ６７の出力は零〕となる
ように積分器５２の出力に基づいて遅延回路４１の遅延
時間を制御すれば、位相差によシ差動出力に表われる周
波数ｆ２のパイロット周波数信号の残留成分を最小にで
き、パイロット周波数信号と同等に、差動出力に含まれ
る雑音成分も最小に抑えるどとができる。

換言すれば、第９図の実施例における位相調整の制御系
は、差動増幅器２５の差動出力に残留する周波数ｆ２の
パイロット信号成分を最小とするように、遅延回路４１
の遅延時間を制御できればよいのであって、そのための
手段として差動出力に残留する周波数ｆ２のパイロット
周波数信号と参照信号の位相差が９０°　となるように
遅延回路４１の遅延時間を制御する。

次に、加算器６９で位相検出回路６８、即ちローパスフ
ィルタ６７の出力に補正電圧７０を加え合わせているの
は、差動増幅器２５に対する第１及び第２の光電変換手
段１９．２０からの信号ラインに遅延回路４０．４１が
設けられ、また光学系１８や電気系での遅延が固定的に
存在しており、差動出力に含まれる周波数ｆ２のパイロ
ット周波数信号と参照信号の位相差を９０°となるよう
に遅延時間を制御しても誤差を生じてしまう。そこで、
固定的に存在する時間遅延による誤差を補正するため、
誤差の打消しに相当する補正電圧を基準電圧源７０で発
生して加算器６９で位相検出回路６８の出力に加え合せ
ている。

また、絶対値比較器７６のＬレベル信号でスイッチ７１
を開放にしているのは、以下の理由による。つまシ、帯
域通過フィルタ５９の出力信号Ｓｄの位相差のみを検出
するために、振幅調整回路６５で、一定の振幅レベルに
規格化を行なっている訳であるが、制御が、完全にかか
りはじめると、帯域通過フィルタ５９の出力信号はかな
り小ぎくなり、振幅調整回路６５で振幅レベルを規格化
できなくなり、位相制御が良好に作動しないことがあっ
尭。そこで、振幅検出回路７２により、帯域通過フィル
タ５９の出力信号の振幅を検出しこれがかなり小さくな
れば、絶対値比較器７６の出力信号によって、位相制御
ループを遮断するようにしている。ここで、比較器７６
として絶対値比較器を使用しているのは、帯域通過フィ
ルタ５９の出力信号Ｓｄは、帯域通過フィルタ７７の基
準信号に対して、０−１８０Ｑの位相変化を生じるため
（当然９０″付近が振幅は最小である）ＰＳＤ７５の出
力は、正電圧であるか負電圧であるかは予想できないか
らである。

尚、第７図及び第９図の実施例では、第１及び第２の変
換手段１９．２０の各信号チャンネルに遅延回路４０．
４１を設けたが、光学系１８における光路長あるいは線
路長の設定により予め一方の信号チャ／ネルに対し他方
の信号チャンネルの遅延時間を小さくしておき、遅延時
間の小ざい信号チャンネル側についてのみ遅延回路を設
けて遅延時間の制御を行なうようにしてもよい。

第１２図は本発明の他の実施例を示した回路ブロック図
であシ、この実施例は帛７図の実施例に第９図の実施例
における周波数ｆ１．．ｆ２０２つのパイロット周波数
を使用する方式を適用し叱ことを特徴とする。振幅調整
の制御を行なうために基本周波数ｆｌのパイロット周波
数信号を使用すると共に、位相調整の制御のなめに周波
数ｆ２＝３ｆｌとなるパイロット周波数信号を使用する
。

これに伴い、振偽比較回路３７に対しては帯域通過フィ
ルタ７８．７９で差動増幅ｔＦ２５に対する２つの入力
信号のそれぞれに含まれる周波数ｆ１のパイロット周波
数信号を抽出しており、一方、位相比較回路４２につい
ても帯域通過フィルタ８０．８１により差動増幅器２５
に対する２つの入力信号に含まれる周波数ｆ２のパイロ
ット周波数信号を取り出している。

東に、振幅検出回路３７の掛算器２８．２９に対する参
照信号は加算増幅器の出力から帯域通過フィルタ６３に
より周波数ｆ１のパイロット周波数信号を取り出してお
り、また位相比較回路４２の掛算＠４３．４６に対する
参照信号は帯域通過フィルタ７７で周波数ｆ２のパイロ
ット周波数信号を取り出して与えている。

その他の回路構成は第７図の実施例と同じになり、振＠
調整及び位相調整の各制御も使用するパイロット周波数
ｆｌｔｆ２が異なるのみで、第７図の実施例と同じにな
る。

第１３図は本発明の他の実施例を示した回路ブロック図
であり、この実施例は第９図の実施例における周波数の
異なる２つのパイロット周波数信号を使用した方式を単
一のパイロット周波数信号を使用するように変更したこ
とを特徴とする。

第９図の実施例における帯域通過フィルタ５６゜５８．
６３及び７７を取り除き、差動増幅器２５の出力から帯
域通過フィルタ８５によって差動出力に含まれるパイロ
ット周波数信号を抽出し、振幅調整及び位相調整に使用
するようにしたことを特徴とする。尚、他の回路構成は
第９図と同じであり、その動作も７４２７８周波数が単
一である点を除き第９図の実施例と同じくなる。

第１４図は本発明で用りる可変利得アンプの他の実施例
を示したもので、アバランシエフオドダイオードの逆バ
イアス電圧の制御により利得調整できるようにしたこと
を特徴とする。

即ち、第１．７，９，１２．１３図の各実施例における
第１及び第２０光電変換手段１９．２０として第１４図
に示すようにアパラ／シェアオドダイオード８６を設け
て光学系１８からの再生元を入射し、アバランシェ７オ
トダイオード８６と直列に逆バイアス電圧発生回路８７
を接続し、積分器３６または５２の出力でアバランシエ
アオドダイオード８６の逆バイアス電圧を調整し、パッ
ファアンプ８８で電圧信号に変換して出力するように構
成する。アバランシエフオドダイオード８６は逆バイア
ス電圧を変えることにより入射光の強さが同じであって
も光電変換電流が異なる特性をもち、この特性を利用し
て可変利得アン１と等価な再生信号の利得制御を行なう
。

尚、上記の実施例は光磁気記録媒体の記録面にレーザ光
を当てて得られ九反射光のカー効果を利用した光学的な
再生を例にとるものであっ之が、本発明はこれに限定さ
れず、光磁気記録媒体にレーザ光を透過させることによ
る７アラデイ効果をも利用した光学的な再生方式についで七のまま適用するこ
とができる。

また、第１．７，９，１２．１３図の実施例では、光強
度ビットによるパイロット信号の周波数ｆｌ＋ｆ２を、
光学系１８で再生され九信号の周波数とは無関係に適宜
に設定していたが、レーザ光出力を振幅変調するパイロ
ット周波数信号としては光磁気記録媒体ｌの再生で得ら
れる情報信号の周波数特性において、情報信号の周波数
成分が零となる周波数に一致させると、よシ効果的であ
る０例えば、第１５図は基本周波数をｆ、とするディジタル
記録方式をとる公知のパイ・７エーズ変調の情報信号の
周波数特性を示し、情報信号の周波数成分は２ｆ０，４
ｆｏ、・・・・・・で情報信号が零となっている。従っ
て、レーザ光出力を振幅変調する２りのパイロット周波
数信号の周波数ｆｌ。

ｆ２をｆ　１＝　２　ｆ　ｏ＋　ｆ　２　＝　４　ｆ　
ｏに設定すれば、振幅調整及び位相調整の不完全さによ
り作動出力に極〈僅かなパイロット周波数信号が残留し
ていても、パイロット周波数信号の周波数については情
報信号が存在しないことから、差動出力を公知の帯域遮
断フィルタを通すことで残留したパイロット周波数信号
を容易に取り除くことができ、情報信号の質的な低下を
完全に防ぐことができる。

（発明の効果）以上説明してき友ように本発明によれば、わらかしめ、
光強度信号を記録した光磁気記録媒体の再生を行なう場
合、光強度信号をパイロット信号として利用し、再生信
号に含まれたパイロット周波数信号を取り出して差動増
幅信号に含まれるパイロット周波数信号を最小とするよ
うに差動増幅器に対する２つの入力信号の振幅レベル調
整及び遅延時間を制御するようにしたため、装置の使用
環境、使用状態、ある程度の経年変化により雑音成分や
遅延時間に変動を生じても自動的に差動出力に表われる
雑音成分を最小とする閉ループ制御が行なわれ、光磁気
再生装置を常に最適な状態に保りことができ、装置の性
能を長期間に亘って維持することができ、製造時の調整
作業も極めて簡単にすることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
偏光ビームスプリッタ−の働きを説明するベクトル図、
第３図は複合光信号記録媒体の記録面の一部を示す図、
第４図は従来の光磁気信号記録媒体再生装置のブロック
図、第５図は本発明の実施例の信号分離の原理を示す波
形図、第６図は本発明の実施例の再生信号と雑音信号の
周波数特性図、第７図は本発明の第２実施例を示すブロ
ック図、第８図は遅延回路の他の実施例、第９図は本発
明の第３の実施例を示すブロック図、第１θ図は実施例
の信号波形図、第１１図は差動増幅器の入力信号の大小
と、差動出力・参照信号の位相差との相関図、第１２図
は第４実施例を示すブロック図、第１３図は第５実施例
を示すブロック図、第１４図は可変利得アンプの他の実
施例、第１５図はバイフェーズ変調の情報信号の周波数
特性図である。（主要部分の符号の説明）

Claims

【特許請求の範囲】

（１）光強度信号と光磁気信号とを同一媒体に記録可能
に複合光信号記録媒体の再生装置に於いて、前記媒体は
光強度信号によってパイロット周波数信号、光磁気信号
によって再生すべき信号を記録し、前記媒体に光ビームを照射する光源と、該光源の出力光による前記媒体からの光を偏光面の角度
に応じて２つの光路に分ける信号検出光学系と、該信号検出光学系からの光路のそれぞれに設けられた光
電変換手段と、前記光電変換手段の出力をそれぞれ増幅する少くとも一
方のアンプが可変利得アンプである２つのアンプと、前記２つのアンプ出力のそれぞれに含まれるパイロット
周波数信号を個別に抽出する帯域通過フィルタと、前記２つのアンプ出力を加算する加算アンプと、該加算
アンプの出力を参照信号とし、前記２つの帯域通過フィルタの出力振幅を比較し振幅差
に応じた信号を出力する振幅比較回路と、前記２つのア
ンプの出力を差動増幅して再生信号を取り出す差動増幅
器とを備え、前記振幅比較回路の振幅差を最小とするように前記可変
利得アンプの増幅利得を制御することを特徴とする光磁
気信号再生装置。
（２）光強度信号と光磁気信号とを同一媒体に記録可能
の複合光信号記録媒体の再生装置に於いて、前記媒体は
光強度信号によってパイロット周波数信号、光磁気信号
によって再生すべき信号を記録し、前記媒体に光ビームを照射する光源と、該光源の出力光による前記媒体からの光を偏光面の角度
に応じて２つの光路に分ける信号検出光学系と、該信号検出光学系からの光路面のそれぞれに設けた光電
変換手段と、前記光電変換手段の出力をそれぞれ増幅する少くとも一
方のアンプが可変利得アンプである２つのアンプと、前記２つのアンプのうちの少なくとも一方の出力に設け
た遅延時間の制御可能な遅延回路と、該遅延回路の出力
と該遅延回路をもたない他方のアンプ出力に含まれるパ
イロット周波数信号のそれぞれを個別に抽出する帯域通
過フィルタと、前記遅延回路の出力と該遅延回路をもた
ない他方のアンプ出力を加算する加算アンプと、該加算
アンプの出力を参照信号とし、前記帯域通過フィルタの出力振幅を比較し振幅差に応じ
た信号を出力する振幅比較回路と、前記帯域通過フィル
タの出力位相差を検出し位相差に応じた信号を出力する
位相比較回路と、前記遅延回路の出力と他方のアンプの
出力とを差動増幅して再生信号を取出す差動増幅器とを
備え、前記振幅比較回路の振幅差を最小とするように前記可変
利得アンプの増幅利得を制御し、前記位相比較回路の位相差を最小にするように前記遅延
回路の遅延時間を制御することを特徴とする光磁気信号
再生装置。
（３）光強度信号と光磁気信号とを同一媒体に記録可能
の複合光信号記録媒体の再生装置に於いて、前記媒体は
光強度信号によって２つの異なる周波数を含むパイロッ
ト周波数信号を、光磁気信号によって再生すべき信号を
それぞれ記録し、前記媒体に光ビームを照射する光源と
、該光源の出力光による前記媒体からの光を偏光面の角度
に応じて２つの光路に分ける信号検出光学系と、該信号検出光学系からの光路面のそれぞれに設けられた
光電変換手段と、前記光電変換手段の出力をそれぞれ増幅する少くとも一
方のアンプが可変利得アンプである２つのアンプと、前記２つのアンプのうちの少なくとも一方の出力に設け
た遅延時間の制御可能な遅延回路と、該遅延回路の出力
と該遅延回路を持たない加算アンプと、他方のアンプの
各出力を入力とした差動増幅器及び該差動増幅器の出力
に含まれる一方のパイロット周波数信号を抽出する第１
の帯域通過フィルタと、前記差動増幅器の出力に含まれる他方のパイロット周波
数信号を抽出する第２の帯域通過フィルタと、前記遅延回路の出力と該遅延回路をもたない他方のアン
プの出力とを入力とする差動増幅器及び加算アンプと、該加算アンプの出力に含まれる一方のパイロット周波数
信号を抽出する第３の帯域通過フィルタと、該加算アンプの出力に含まれる他方のパイロット周波数
信号を抽出する第４の帯域通過フィルタと、前記第１の帯域通過フィルタの出力を入力信号とし、前
記第３の帯域通過フィルタの出力を参照信号とした位相
敏感振幅検出回路と、前記第２の帯域通過フィルタの出力を入力信号とし、前
記第４の帯域通過フィルタの出力を参照信号とした位相
検出回路とを備え、前記位相敏感振幅検出回路の出力に基づいて前記差動増
幅器の出力に含まれるパイロット周波数信号を最小とす
るように前記可変利得アンプの増幅利得を制御し、前記位相検出回路の検出位相差を最小とするように前記
遅延回路の遅延時間を制御することを特徴とする光磁気
信号再生装置。
（４）光強度信号と光磁気信号とを同一媒体に記録可能
の複合光信号記録媒体の再生装置に於いて、前記媒体は
光強度信号によって２つの異なる周波数を含むパイロッ
ト周波数信号を、光磁気信号によって再生すべき信号を
それぞれ記録し、前記媒体に光ビームを照射する光源と
、該光源の出力光による前記媒体からの光を偏光面の角度
に応じて２つの光路に分ける信号検出光学系と、該信号検出光学系からの光路のそれぞれに設けられた光
電変換手段と、前記光電変換手段の出力をそれぞれ増幅する少くとも一
方のアンプが可変利得アンプである２つのアンプと、前記２つのアンプのうちの少なくともいずれか一方の出
力に設けた遅延時間の制御可能な遅延回路と、前記遅延回路の出力と該遅延回路をもたない他方のアン
プの出力とを入力とする差動アンプ及び加算アンプと該
加算アンプの出力に含まれる一方のパイロット周波数信
号を抽出する第３の帯域通過フィルタと、該加算アンプの出力に含まれる他方のパイロット周波数
信号を抽出する第４の帯域通過フィルタと、該遅延回路の出力に含まれる一方のパイロット周波数を
抽出する第１の帯域通過フィルタと、前記遅延回路をも
たない他方のアンプ出力に含まれる他方のパイロット周
波数信号を抽出する第２の帯域通過フィルタと、前記第１及び第２の帯域通過フィルタの出力を入力信号
とし、前記第３の帯域通過フィルタの出力を参照信号と
し、前記入力信号の振幅を比較し振幅差に応じた信号を
出力する振幅比較回路と、前記第１及び第２の帯域通過
フィルタの出力を入力信号とし、前記第４の帯域通過フ
ィルタの出力を参照信号とし、前記入力信号の位相を検
出し両者の位相差に応じた信号を出力する位相比較回路
とを備え、前記振幅比較回路の振幅差を最小とするように前記可変
利得アンプの増幅利得を制御し、前記位相比較回路の位相差を最小とするように前記遅延
回路の遅延時間を制御することを特徴とする光磁気信号
再生装置。
（５）光強度信号と光磁気信号とを同一媒体に記録可能
の複合光信号記録媒体の再生装置に於いて、前記媒体は
光強度信号によってパイロット周波数信号、光磁気信号
によって再生すべき信号を記録し、前記媒体に光ビームを照射する光源と、該光源からの出力光による前記媒体からの光を偏光面の
角度に応じて２つの光路に分ける信号検出光学系と、該信号検出光学系からの光路のそれぞれに設けられた光
電変換手段と、前記光電変換手段の出力をそれぞれ増幅する少くとも一
方のアンプが可変利得アンプである２つのアンプと、前記２つのアンプのうちの少なくともいずれか一方の出
力に設けた遅延時間の制御可能な遅延回路と、該遅延回路をもたない他方のアンプの出力と該遅延回路
の出力を入力とした加算アンプ及び差動増幅器と、該差動増幅器の出力に含まれるパイロット周波数信号を
抽出する帯域通過フィルタと、該帯域通過フィルタの出力を入力信号とし、前記加算ア
ンプの出力を参照信号とした振幅検出回路と、前記帯域通過フィルタの出力を入力信号とし、前記加算
アンプの出力を参照信号とした位相検出回路とを備え、前記振幅検出回路の出力に基づいて前記差動アンプの出
力に含まれるパイロット周波数信号を最小にするように
前記可変利得アンプの増幅利得を制御し、前記位相検出回路の位相差を最小とするように前記遅延
回路の遅延時間を制御することを特徴とする光磁気信号
再生装置。