JPS61158047A - 光学式デイスク再生装置のレ−ザ出力制御回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の技術分野１ この発明は例えばＣＤ（コンパクトディスク）、ＶＤ（
ビデオディスク）等の光学式ディスクを再生する光学式
ディスク再生装置に係り、特にレーザ出力の効率を上げ
て低消費電力化に寄与し得るように改良したものに関す
る。

［発明の技術的背景とその問題点］ 従来より、光学式デ°イスク再生装置にあっては、ＣＤ
方式のもの（ＣＤ再生装置と称する）を例にとってみる
と、そのレーザ出力制御回路は第４図に示すように直列
抵抗制御方式で構成されている。

すなわち、図中１１はモニタ電圧検出回路で、このモニ
タ電圧検出回路１１は後述するレーザダイオードＬＤの
レーザ出力をモニタダイオードＭＤで電流検出し、その
電流信号を可変抵抗ＶＲ及び抵抗Ｒ１により電圧信号Ｖ
ＭＤに変換するもので、このモニタ電圧検出回路１１で
検出された電圧信号Ｖ閘りは誤差電圧検出回路１２に供
給される。この誤差電圧検出回路１２は単一電源のオペ
アンプＡ１、基準電圧ｍＥｏ　、ゲイン設定用の抵抗Ｒ
１、Ｒ２、高域成分除去用のコンデンサｃ１よりなるも
ので、上記電圧信号ＶＭＤと基準電圧源ＥＯの出力ｖ。

との差電圧（誤差電圧）を取出すもので、この誤差電圧
はＬＤ駆動回路１３に供給される。このＬＤ駆動回路１
３は抵抗Ｒ４〜Ｒ６、トランジスタＱ１、平滑用コンデ
ンサＣ１及びレーザダイオードＬＤよりなり、上記誤差
電圧に応じてレーザダイオードＬＤの供給電流を制御す
るもので、これによってレーザダイオードＬＤのレーザ
出力は一定に制御される。また、このＬＤ駆動回路１３
にはＬＤ駆動停止回路１４が接続されている。このＬＤ
駆動停止回路１４は抵抗Ｒ７，Ｒ８，オペアンプＡ２及
びダイオードＤ１よりなり、レーザ出力オン・オフを制
御する外部コントロール信号ＬＤＯＦに応じて上記トラ
ンジスタＱ１のベース電位を制御するもので、コントロ
ール信号ＬＤＯＦがＨ（ハイ）レベルになるとオペアン
プＡ２の出力端がアース電位となって上記誤差電圧検出
回路１２の出力を引込むものである。このときトランジ
スタＱ１はベース電流が流れないのでカットオフ状態と
なり、レーザダイオードＬＤはオフ状態となる。

ここで、オペアンプＡ１の出力電圧をＶ１２、レーザダ
イオードＬＤにかかる電圧をＶＦ（ＶＦ＝２Ｖ１２）と
すると、レーザダイオードＬＤに流れる電流ＩＬＤは、 となるので、抵抗Ｒ６で消費される電力はＩＬＤ２制御
回路では、電力損失が大きいため、特にポータプルタイ
プのＣＤ再生装置に適用できるように低消費電力化を実
施しなければならない場合に問題となる。例えば、Ｒ６
＝２０Ω、［ＬＤ　＝　１００ｍＡ、Ｖｐ　＝２Ｖとす
ると、抵抗Ｒ６及びレーザダイオードＬＤの各消費電力
ＷＲ，ＷＬＤはＷＲ＝ＷＬｏ　＝２０ｏｍｗとなり、レ
ーザダイオードＬＤの消費電力と等しい電力が抵抗によ
って消費されることになる。また、ＬＤ駆動停止回路が
必要であり、そのまま集積回路（ＩＣ）化すると素子数
が多くなってしまい、好ましくない。

［発明の目的］ この発明は上記のような問題を改善するためになされた
もので、高効率でかつＬＤ駆動停止回路を必要としない
ばかりでなく、ＩＣ化の容易な光学式ディスク再生装貨
のレーザ出力制御回路を提供することを目的とする。

［発明の概要］ すなわち、この発明に係る光学式ディスク再生装置のレ
ーザ出力制御回路は、光学式ディスクに対してレーザ光
を放射するレーザ出力素子と、このレーザ出力素子の出
力レベルを検出するモニタ素子と、このモニタ素子の出
力及び第１の基準電圧を比較してその差電圧を取出す第
１の比較回路と、所定周期のキャリア信号に応じて鋸歯
状波電圧信号を生成し該電圧信号の撮幅レベルを前記差
電圧に応じて制御する鋸歯状波電圧信号生成回路と、前
記鋸歯状波電圧信号と第２の基準電圧とを比較して生成
される出力パルスをパルス幅変調する第２の比較回路と
、この第２の比較回路の出力パルスによりスイッチング
制御されるスイッチング素子を有し該スイッチング素子
を介して得られるパルス電圧を整流平滑して前記レーザ
出力素子に駆動電圧として供給するレーザ出力素子駆動
回路とを具備したことを特徴とするものである。

［発明の実施例］ 以下、第１図乃至第３図を参照してこの発明の一実施例
を詳細に説明する。

第１図はその構成を示すもので、図中符号２１はモニタ
電圧検出回路でざる。このモニタ電圧検出回路２１はモ
ニタダイオードＭＤの出力ＩＭＯを可変抵抗ＶＲ及び抵
抗Ｒ１により電圧ＶＭＤに変換して出力するもので、こ
のモニタ電圧検出回路２１の出力は比較回路２２に供給
される。この比較回路２２は差動回路を構成するトラン
ジスタＱ２　、Ｑ３、トランジスタＱ２　、Ｑ３を飽和
させないための工ミッタフォロワを構成するトランジス
タＱ４゜Ｃ５、トランジスタＱ４　、Ｃ５の動作電流を
決める電流［１１，１２、入力差動電圧に対するトラン
ジスタＱ３のコレクタ電流の変化幅を小さくし、後述す
る鋸歯状波電圧信号生成回路２３に対する制御範囲を広
くするためのエミッタ抵抗Ｒ９，Ｒ１０、トランジスタ
Ｑ２　、Ｃ３の動作電流を決める電流源Ｉ３、トランジ
スタＱ３のコレクタ電流を上記鋸歯状波電圧信号生成回
路２３に出力するためのトランジスタＱ６及び抵抗Ｒ１
１よりなり、トランジスタＱ４のベースに供給されるモ
ニタ電圧信号ＶＭＤとトランジスタＱ５のベースに供給
される基準電圧源Ｅ１からの基準電圧信号ｖ１との差電
圧を取出すもので、この比較回路２２で取出された差電
圧は鋸歯状波電圧信号生成回路２３に供給される。

この鋸歯状波電圧信号生成回路２３は積分用コンデンサ
Ｃ２、このコンデンサＣ２に充電電流、を供給する電流
源Ｉ４、キャリア信号ＳＣに応じてコンデンサＣ２を放
電するスイッチＳ１、上記比較回路２２のトランジスタ
Ｑ６及び抵抗Ｒ１１とカレントミラー回路を構成し上記
差電圧に応じてコンデンサＣ２の充電電流を制限するト
ランジスタＱ７及び抵抗Ｒ１２よりなり、比較回路２２
からの差電圧に応じて振幅レベルが制限される鋸歯状波
電圧信号Ｖ２３を生成するもので、この鋸歯状波電圧信
号Ｖ２３はレベル比較回路２４に供給される。このレベ
ル比較回路２４は上記鋸歯状波電圧信号Ｖ２３をコンパ
レータＣＭＰの反転入力端（−）に供給し、その非反転
入力端（＋）に供給されている基準電圧Ｖ　ｒｅｆとレ
ベル比較するもので、このレベル比較回路２４の出力は
コントロール信号ｖ　ｃｏｎｔとしてＬＤ駆動回路２５
に供給される。

このＬＤ駆動回路２５は電源電圧平滑用の抵抗Ｒ１３及
びコンデンサＣ３、上記レベル比較回路２４からのコン
トロール信号Ｖ　ｃｏｎｔによりスイッチング制御され
るトランジスタＱ８、トランジスタＱ８のバイアス用抵
抗Ｒ１４、トランジスタＱ８のベース抵抗Ｒ１５、トラ
ンジスタＱ８がオフ状態のときに電流を流すダイオード
Ｄ２、平滑用のコイルＬ１及びコンデンサＣ４、Ｃ５よ
りなるもので、トランジスタＱ８をコントロール信号ｖ
　ｃｏｎｔでスイッチング制御し、このトランジスタＱ
８から出力されるパルス電圧を整流平滑してレーザダイ
オードＬＤに供給するようにしたものである。

上記のような構成において、以下第２図を参照してその
動作について説明する。

まず、レーザダイオードＬＤのレーザ出力が増大したと
すると、モニタダイオードＭＤの検出電流ＩＭＤも増大
するため、比較回路２２に供給されるモニタ電圧ＶＭＤ
が基準電圧Ｖ１より高くなる。

このようにＶＭＤ＞Ｖｌになると、トランジスタＱ５の
コレクタ電流が増加するので、鋸歯状波電圧生成回路２
３のトランジスタＱ１のコレクタ電流も増加する。ここ
で、鋸歯状波電圧信号生成回路２３は第２図（ａ）に示
すキャリア信号ＳＯのトリガパルスにより所定周期の鋸
歯状波電圧信号Ｖ２３が生成されるが、この鋸歯状波電
圧信号Ｖ２３の傾きはコンデンサＣ２の充電電流によっ
て決まる。

したがって、トランジスタＱ７のコレクタ電流が増加す
ると充電電流が減少するので、第２図（ｂ）に示すよう
にその傾きが小さくなって振幅レベルが低くなる。その
結果、レベル比較回路２４のコンパレータ出力ｙ　ｃｏ
ｎｔはＬレベルのパルス幅が狭くなるので、ＬＤ駆動回
路２５のトランジスタＱ８のオン時間が短くなる。この
ため、レーザダイオードＬＤのレーザ出力は減少する。

このように、レーザダイオードＬＤのレーザ出力はモニ
タダイオードＭＯの検出出力ＶＭＤが基準電圧Ｖ１と等
しくなるように自動的に制御される。

また、このレーザ出力制御回路は、上記キャリア信号Ｓ
Ｃを第２図（ａ）に示すようにＨレベルに設定すること
により、同図（ｂ）に示すように鋸歯状波電圧信号Ｖ２
３の発生を停止させ、同図（Ｃ）に示すようにコントロ
ール信号３　ｃｏｎｔをＨレベルに保持することにより
トランジスタＱ８をオフ状態とし、これによってレーザ
ダイオードＬＤの駆動を停止させることができる。

第３図は上記レーザ出力制御回路の比較回路２２及び鋸
歯状波電圧信号生成回路２３を、アナログ回路のサーボ
ＩＣ３０とＣ−ＭＯ３回路のサーボコントロールＩＣ３
１と分けてＩＣ化する場合の具体的構成を示すもので、
ＩＣ３０の３０１は電源電圧Ｖｃｃの入力端子、３０２
は基準電圧Ｖ　ｒｅｆの入力端子、３０３はモニタ電圧
ＶＭＤの入力端子、３０４はバイアス電圧ＶＢＢの入力
端子、３０５はアースＧＮＤ接続端子、３０６は充電電
流供給端子、３０７は鋸歯状波電圧信号Ｖ２３の出力端
子である。そして、前記電流源１１〜Ｉ４はトランジス
タＱ９〜Ｑ１５及び抵抗Ｒ１６〜Ｒ２２で構成し、バイ
アス電圧Ｖｅｅで駆動するようになされている。また、
前記電圧Ｖ１は基準電圧Ｖ　ｒｅｆを抵抗Ｒ２３，Ｒ２
４ｒ分圧することにより得られるようになされている。

一方、サーボコントロールＩＣ３１には前記キャリア信
号Ｓｃでスイッチング制御されるスイッチＳ１が例えば
トランジスタ等で形成されており、このスインＳ１は端
子３１１を介して上記ＩＣ３０の充電電流Ｉ４の出力端
子３０６に接続される。つまり、上記Ｉ　Ｃ３０，３１
の接続端子は前記積分用コンデンサＣ２の接続端子のみ
でよい。

したがって、上記のように構成したレーザ出力制御回路
はＬＤ駆動をパルス幅変調（ＰＷＭ）制御方式としてい
るため、従来の直列抵抗制御方式に比して効率が高く、
また鋸歯状波電圧信号生成用の充電電流を制御する方式
なのでＩＣ化し易く、またその端子数も少なくて済む。

さらに、上記レーザ出力の駆動停止はキャリア信号のト
リガパルスを停止するだけでよいので、従来のようにＬ
Ｄ駆動停止回路を設ける必要はない。

［発明の効果］ 以上詳述したようにこの発明によれば、高効率でかつＬ
Ｄ駆動停止回路を必要としないばかりでなく、ＩＣ化の
容易な光学式ディスク再生装置のレーザ出力制御回路を
提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明に係る光学式ディスク再生装置のレー
ザ出力制御回路の一実施例を示すブロック回路構成図、
第２図は上記実施例の動作を説明するための各回路部出
力波形図、第３図は上記実施例をＩＣ化する場合の具体
的な構成を示す回路図、第４図は従来のレーザ出力制御
回路の構成を示すブロック回路図である。 １１、２１・・・モニタ電圧検出回路、１２・・・誤差
電圧検出回路、１３・・・ＬＤ駆動回路、１４・・・Ｌ
Ｄ駆動停止回路、２２・・・比較回路、２３・・・鋸歯
状波電圧信号生成回路、２４・・・・・・レベル比較回
路、２５・・・Ｌ［）駆動回路、３０、３１・・・ＩＣ
。 出願人代理人　弁理士　鈴江武彦 ９ｑｎ−

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 光学式ディスクに対してレーザ光を放射するレーザ出力
   素子と、このレーザ出力素子の出力レベルを検出するモ
   ニタ素子と、このモニタ素子の出力及び第１の基準電圧
   を比較してその差電圧を取出す第１の比較回路と、所定
   周期のキャリア信号に応じて鋸歯状波電圧信号を生成し
   該電圧信号の振幅レベルを前記差電圧に応じて制御する
   鋸歯状波電圧信号生成回路と、前記鋸歯状波電圧信号と
   第２の基準電圧とを比較して生成される出力パルスをパ
   ルス幅変調する第２の比較回路と、この第２の比較回路
   の出力パルスによりスイッチング制御されるスイッチン
   グ素子を有し該スイッチング素子を介して得られるパル
   ス電圧を整流平滑して前記レーザ出力素子に駆動電圧と
   して供給するレーザ出力素子駆動回路とを具備したこと
   を特徴とする光学式ディスク再生装置のレーザ出力制御
   回路。