JPS6115627Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案は位相可変回路の改良に係り、例えば発
振回路帰還路に適用して正帰還型発振回路を電圧
制御発振回路として使用可能とする位相可変回路
に関する。

従来、外部から直流制御信号を印加して回路
入・出力端間の位相差を可変しうる位相可変回路
として種々の構成のものが存ずる。ところで、電
圧制御発振回路に適用する位相可変回路の望まし
い条件は、信号損失が少ないこと、πラジア
ン以上可変できること、広い周波数帯域にわた
つて位相を可変できること、回路をコンパクト
に実現できること等々である。

以下その理由について述べる。先ず、は発振
周波数の位相雑音の少ない高スペクトル純度の発
振を維持するために不可欠なためであり、〜
は発振回路として当然要求される条件である。而
して、の条件を満たすためには本質的に信号損
失の伴なう抵抗の使用は避けなければならず、結
局Ｌ−Ｃ回路網を使用することが望ましい。ま
た、の条件を充足するためには一個の誘導成分
素子では難かしく、結局二個の誘導成分素子と幾
つかの可変容量素子とからなるＬ−Ｃ回路網を必
要とする。の条件を充足するにあたつてはでき
る限り回路網内の誘導成分素子を小さくしかつ個
数を少なくすることが必要である。

ところで、従来の位相可変回路の１つとして、
第１図に示すような構成のものがある。この回路
は、一個のインダクタンス素子１と二個の可変容
量素子２，３とでπ形に構成した低減通過位相可
変回路である。しかし、この回路にあつては、容
量が大きくなるにつれて入出力インピーダンスが
低下し信号損失が大きくなる。つまり、この回路
では容量の小さい範囲において通過帯内にある信
号が位相を可変するため容量を増加させてゆくと
阻止帯に入つてしまうのでついには大きな減衰を
受けπラジアン以上の位相可変は困難である。

次に、従来の電圧制御位相可変回路として第２
図のような構成のものがある。この回路は、第１
図の可変容量２，３を可変容量ダイオード２ａ，
３ａでおきかえ、入出力端子間に位相制御用直流
電源４を接続してなる構成である。

ところで、この種の可変位相回路Ａは第３図の
ようにソース接地形の電界効果トランジスタ５を
持つた増幅回路Ｂに接続する例が多いが、このよ
うな増幅回路Ｂの電界効果トランジスタ５のゲー
トに位相可変回路Ａを直結することは出力端子の
直流電位が位相の変化と供に変化するためにでき
ない。このため位相可変回路Ａと増幅回路Ｂとの
間に直流阻止用コンデンサCcとバイアス供給用
抵抗Ｒ_Bとから成り直流阻止用回路Ｃを介在させ
る必要があり、構成が複雑化してしまう。

本考案は上記実情にかんがみてなされたもの
で、その目的とするところは、π形構成の低減通
過Ｌ−Ｃ回路とLC直列リアクタンス回路とを直
列に接続し、これらの回路の３つの容量成分をす
べて可変容量ダイオードとし、これらの可変容量
ダイオードの容量を外部からの直流制御信号で変
化させることにより、上述するすべての条件を充
足しうるようにする位相可変回路を提供するもの
である。

また、本考案の他の目的は、回路の入出力端子
に生ずる直流電位を共通ライン端子と同電位に
し、後段増幅回路の電界効果トランジスタのゲー
トに直結可能とする位相可変回路を提供するもの
である。

以下、本考案の一実施例について図面を参照し
て説明する。先ず、第４図は本考案に係る位相可
変回路の原理構成を示す図であつて、同回路の構
成は第１図に示すような一個のインダクタンス素
子および二個の可変容量からなるπ形低域通過Ｌ
−Ｃ回路１１と、インダクタンス素子および可変
容量を直列構成としたリアクタンス回路１２とを
直列接続し、これらの回路１１，１２の３つの可
変容量を増加させた場合でもリアクタンス回路１
２によつて入出力インピーダンスの低下を阻止す
ることにより、信号損失を少なくする構成であ
る。つまり、可変容量の増加に際し、直列リアク
タンス回路１２を機能させて信号を常に通過帯域
内に入れて信号損失を少なくする構成としたもの
である。

次に、第５図は第４図の原理構成を具体化した
一実施例である。同図において２１および２２は
入力端子および出力端子、２３，２４は共通ライ
ン端子であつて、これら入出力端子２１，２２と
の間に、第１のインダクタンス素子２５および同
素子２５両端にアノードを接続してなる第１，第
２の可変容量ダイオード２６，２７からなるπ形
構成の低域通過Ｌ−Ｃ回路と、第３の可変容量ダ
イオード２８および第２のインダクタンス素子２
９とからなるLC直列リアクタンス回路３０とが
可変容量ダイオード２６，２７のカソードと２
３，２４の共通ライン端子間に直列介挿されてい
る。さらに、可変容量ダイオード２６，２７の両
カソードと共通ライン端子２３，２４との間に、
抵抗からなる制御電圧供給回路３１および直流位
相制御信号源３２が介挿されている。また、出力
端子２２と共通ライン端子２４間に抵抗３３を介
挿してなる構成である。

次に、以上のように構成せる位相可変回路の作
用を説明する。端子２１，２３間に角周波数ωの
正弦波信号を印加すると、出力側の端子２３，２
４間にφだけ位相のずれた出力信号が発生する。
このとき、直流位相制御信号源３２の直流制御信
号は電圧印加端子３４を介して直流を通過させる
特性をもつた制御電圧供給回路３１である抵抗を
経由し、３つの可変容量ダイオード２６〜２８の
カソードに対し逆バイアスとして印加しているた
め、前記位相差φを可変することができる。ま
た、第１，第２の可変容量ダイオード２６，２７
の共通カソードに直流制御信号を印加しているた
め両ダイオード２６，２７のアノード側の直流電
位は両者共等しくなる。また、リアクタンス回路
３０を構成する第３の可変容量ダイオード２８の
アノード電位は第１，第２の可変容量ダイオード
２６，２７のアノード電位と直流的に等しく、ま
た第１〜第３の可変容量ダイオード２６〜２８の
カソード電位は直流的には直流制御端子３４の電
位と等しい。従つて、第１，第２の可変容量ダイ
オード２６，２７のアノードと共通端子２３，２
４間の直流電位が等しいので、インピーダンス素
子３３である抵抗により、３つの可変容量ダイオ
ード２６〜２８のアノードは共通ライン端子２
３，２４と同じ電位となり、直流的には３つの可
変容量ダイオード２６〜２８は第６図の等価回路
に示すように同じ極性で並列接続された構成にな
る。

一方、端子２１，２３間に印加される信号の交
流成分を阻止し、直流を通過させるインピーダン
ス素子３３及び制御電圧供給回路３１の直流抵抗
値は、可変容量ダイオードの逆方向電流による電
圧降下が直流制御電圧よりも十分小さくなるよう
な値に設定しているが、逆方向電流は極めて小さ
いので位相回路を構成するリアクタンス素子２
５，２９のリアクタンスと比較して十分大きく選
ぶことができる。つまり、以上のように素子３３
および回路３１の抵抗値を選択すれば、交流的に
は無視することができ、交流的等価回路は第４図
と同じ回路構成となる。また、３つの可変容量ダ
イオード２６〜２８はそれらを逆バイアスする直
流制御信号の変化により３者共一斉に容量が変化
するので、位相可変回路としてπラジアンを十分
越える大きな位相変化を得ることができる。ま
た、第３の可変容量ダイオード２８と第２のイン
ダクタンス素子２９の直列リアクタンス回路３０
を備えたことにより、可変容量ダイオード２６〜
２８の容量を可変しても全域通過型フイルターと
して機能し、いつでも交流信号を通過状態とする
ことができ、このため容量変化による信号損失の
変化を少なくでき、かつ信号損失自体を大幅に減
少でき、また広い周波数帯域にわたつて位相が化
変できる。さらに入出力端子２１，２２はインピ
ーダンス素子３３によつて共通ライン端子２３，
２４と同じ直流電位になつているので、例えば本
位相可変回路の出力に第７図のようなソース接地
した電界効果トランジスタ３５を持つた増幅回路
Ｂを接続する場合でもそのトランジスタ３５のゲ
ートに直接接続することができる。

なお、本考案は上記実施例に限定されるもので
はない。例えば第８図のように第５図に示す制御
電圧供給回路３１およびインピーダンス素子３３
である抵抗をチヨークコイル３１ａ，３３ａとす
るとともに、端子２１，２２と端子２３，２４間
に可変容量ダイオード２６〜２８を逆極性で接続
する構成であつてもよい。また、第９図のよう
に、第１のインダクタンス素子２５ａの一部分か
ら共通ライン端子２３，２４へインピーダンス素
子であるチヨークコイル３３ａを介挿せしめた構
成としてもよい。その他、本考案はその要旨を逸
脱しない範囲で種々変形して実施できる。

以上詳記したように本考案によれば、π形構成
の低域通過Ｌ−Ｃ回路と直列にリアクタンス回路
を接続したので、これら回路の可変容量ダイオー
ドの容量を増加させてもリアクタンス回路が広い
周波数帯にわたつて信号通過帯として作用するた
め、第１０図のように信号損失AdBを大幅に低減
できる。

また、本回路は共通ライン端子に対し入出力端
電位が同電位であるため、後続の電界効果トラン
ジスタのソースへ直接接続することが可能とな
り、構成の簡素化および位相特性の安定化に寄与
できる。また、３つの可変容量ダイオードは逆バ
イアスする直流制御信号によつて等しく容量変化
するので、第１０図のように横軸の直流制御電圧
に対し縦軸の位相φはπラジアン以上を越えて可
変できる。その他、回路の簡素化により小形化を
図れる位相可変回路を提供できる。

【図面の簡単な説明】

第１図ないし第３図は従来例を説明する図、第
４図は本考案の位相可変回路の原理構成を示す
図、第５図は第４図を具体化した構成図、第６図
は第５図を直流的に見た等価回路図、第７図は本
考案回路を電界効果トランジスタを持つ増幅回路
に接続した図、第８図および第９図はそれぞれ本
考案の他の実施例を示す構成図、第１０図は本考
案回路によつて得られた信号特性を示す図であ
る。 ２５……第１のインダクタンス素子、２６……
第１の可変容量ダイオード、２７……第２の可変
容量ダイオード、２８……第３の可変容量ダイオ
ード、２９……第２のインダクタンス素子、３０
……リアクタンス回路、３１，３１ａ……制御電
圧供給回路、３２……直流位相制御信号源、３
３，３３ａ……インピーダンス素子。

Claims (1)

1. 【実用新案登録請求の範囲】 (1) 入力端子と出力端子との間に接続された第１
   のインダクタンス素子と； それぞれのカソード側又はアノード側が互い
   に共通接続され、他方のアノード側又はカソー
   ド側が前記第１のインダクタンス素子の両端部
   に個別に接続された第１，第２の可変容量ダイ
   オードと； 第２のインダクタンス素子と第３の可変容量
   ダイオードとが直列に接続され、その一端側が
   前記第１，第２の可変容量ダイオードの前記共
   通接続部側に対し、前記第３の可変容量ダイオ
   ードと前記第１，第２の可変容量ダイオードと
   を互いに同極性で向い合うように直流的に接続
   され、かつその他端側が前記入・出力端子と対
   をなして信号の入力・出力を行うための共通ラ
   イン端子に接続されたリアクタンス回路と； 前記第１，第２の可変容量ダイオードの前記
   共通接続部側と前記共通ライン端子との間に接
   続され、前記第１，第２及び第３の可変容量ダ
   イオードの容量値を変化させるために該可変容
   量ダイオードに逆バイアスの直流位相制御信号
   を供給する制御電圧供給手段と； 前記第１のインダクタンス素子の何れか一端
   側又は該第１のインダクタンス素子の一部分と
   前記共通ライン端子との間に接続され、前記第
   １，第２の可変容量ダイオードのアノード側又
   はカソード側と該共通ライン端子とをほぼ同一
   の直流電位となるように接続したインダクタン
   ス素子とを備え、 前記直流位相制御信号を変化させて入・出力
   信号間に位相可変特性を得るようにしたことを
   特徴とする位相可変回路。 (2) 制御電圧供給手段は、抵抗と直流位相制御信
   号源とを直列に接続したものである実用新案登
   録請求の範囲第１項記載の位相可変回路。 (3) 制御電圧供給手段は、インダクタンス素子と
   直流位相制御信号源とを直列に接続したもので
   ある実用新案登録請求の範囲第１項記載の位相
   可変回路。