JPS6110472Y2

JPS6110472Y2 -

Info

Publication number: JPS6110472Y2
Application number: JP9668377U
Authority: JP
Priority date: 1977-07-19
Filing date: 1977-07-19
Publication date: 1986-04-03
Also published as: JPS5423555U

Description

【考案の詳細な説明】この考案は負荷電流を開閉制御するサイリスタ
の転流回路に関するもので、特に直列式自動調光
ストロボ回路に適用して効果のある転流回路に係
る。

第１図はこの考案の適用対象とする直列式自動
調光ストロボ回路の一例を示す回路図で、図にお
いて、１はキセノン（Xe）放電管、２はDC−
DCコンバータ、３は主コンデンサ、４は主サイ
リスタ、５は転流用サイリスタ、６は転流コンデ
ンサ、７および８はそれぞれ転流用コンデンサ６
の充電電流が流れる第１および第２の充電抵抗、
１０はXe放電管１のトリガ用変圧器、１１はXe
放電管１をトリガ用変圧器１０を介してトリガす
るとともに、主サイリスタ４のゲートをトリガす
る主トリガ回路、１２は転流用サイリスタ９のゲ
ートをトリガする転流素子トリガ回路、１４はサ
ージアブゾーバである。

ところで、この例では転流素子としてサイリス
タを用いているが、以前には転流素子としてクエ
ンチ管、アレスタなどと呼ばれる放電管が使用さ
れ、これらの放電管は逆導電性を有するので、転
流コンデンサ６の充電抵抗７および８の抵抗値は
等しくするのが通常であつた。そこで、最近第１
図に示すように、転流素子としてサイリスタが用
いられるようになつても従来どおり抵抗値を等し
くすることが一般に行われている。

さて、この回路の動作について説明する。主コ
ンデンサ３はDC−DCコンバータ２の出力によつ
て充電されており、転流コンデンサ６は第１およ
び第２の充電抵抗７および８を通して充電されて
いる。まず、主トリガ回路１１によつてXe放電
管１および主サイリスタ４がトリガされ、両者を
通して電流が流れXe放電管１が発光する。写真
撮影に必要な光量が得られた時点で転流素子トリ
ガ回路１２がトリガパルスを発生し転流用サイリ
スタ５をトリガする。これによつて転流用サイリ
スタ５が導通すると、転流コンデンサ６に蓄積さ
れていた電荷は主サイリスタ４の陽極および陰極
間に逆電圧を印加し、主サイリスタ４をターンオ
フする。これによつて、転流コンデンサ６はXe
放電管１から流れ込む電流で初期の状態とは逆極
性に充電されるようになり、この充電が進行して
Xe放電管１の端子間電圧が放電維持電圧以下に
なると、Xe放電管１は放電を停止して高インピ
ーダンスを保つようになる。この時点では図示点
Ｃに対する点Ａの電圧ｖ_ACは大きくなりその最大
値Ｖ_ACになつており、第２の充電抵抗８に流れる
図示電流i₂も最大値を有しておりi₂＝Ｖ_AC／R₂と
なつている。但し、R₂は第２の充電抵抗８の抵
抗値である。また、第１の充電抵抗７に流れる図
示電流i₁はこの時点では主コンデンサ３の電圧を
V₀とするとi₁＝V₀／R₁となつている。但し、R₁
は第１の充電抵抗７の抵抗値である。Xe放電管
１の放電停止後は電流i₂は転流コンデンサ６から
供給され、この段階では転流用サイリスタ５に流
れる図示電流ｉはｉ＝i₁−i₂＝Ｖ_０／Ｒ_１−Ｖ_ＡＣ／Ｒ_２〔１〕となつている。仮に、Xe放電管１の上述の放電
を停止するXe放電管１の図示極性の端子間電圧
（放電終止電圧という。）が零であるとすると、Ｖ
_AC＝V₀であり、R₁＝R₂の条件でｉ＝０となるの
で、転流用サイリスタ５の保持電流以下となり、
転流用サイリスタ５はターンオフする。その後、
転流コンデンサ６は第１および第２の充電抵抗７
および８を通して逆方向に充電され初期状態に復
帰する。

第２図はこの一連の動作における電圧波形図で
第２図ａは主サイリスタ４の陽極・陰極間電圧
（上記Ｖ_AC）、第２図ｂは転流用サイリスタ５の陽
極・陰極間電圧図示点Ｃに対する点Ｂの電圧ｖ_BC
を示す。第２図において、t₀はXe放電管１と主サ
イリスタ４とがトリガされた時点、t₁は転流用サ
イリスタ５がトリガされた時点、t₂はXe放電管１
が放電停止する時点である。なお、前記説明では
Xe放電管１が放電停止して高インピーダンスを
保つようになると単純に述べたが、実際にはイン
ピーダンスが高くなる過程には若干時間を要する
ので、第２図に示すように電圧波形はなめらかに
変化する。

以下、この電圧波形について詳しく説明する。

t₀−t₁ 初期状態では主コンデンサが数百ボルトの所
定高電圧V₀に充電されている。Xe放電管１、
主サイリスタ４、転流用サイリスタ５はすべて
オフ状態である。転流コンデンサ６は抵抗器
７，８により主コンデンサと同電圧にまで充電
されている。従つて、電圧Ｖ_ACは初期はOVよ
りスタートし、電圧Ｖ_BCは主コンデンサ電圧
V₀と同電圧からスタートする。

次にトリガ回路１１によりXe放電管１をト
リガすると、Xe放電管１の主電極間インピー
ダンスが低下し始め、抵抗器８、スナバ回路１
４の並列インピーダンスに電圧降下を発生す
る。このため電圧Ｖ_ACは上昇を始める。また、
この電圧変化は転流コンデンサ６によつて結合
されて、図示点Ｃに対する点Ｂの電圧Ｖ_BCを上
昇させる。次に、トリガ回路１１から主サイリ
スタ４にゲートパルスが供給されると、主サイ
リスタ４はターンオフして電圧ｖ_ACは主サイリ
スタ４のオン電圧（数ボルト程度）にまで低下
する。同時に電圧ｖ_BCも初期状態に近い電圧に
もどる。この時Xe放電管１は閃光を開始す
る。

t₁−t₂ 転流用サイリスタ５がトリガされると、これ
はオン状態に移行し、電圧ｖ_BCはこのオン電圧
（数Ｖ程度）にまで低下する。転流コンデンサ
６に充電された電荷により、Ａ点は負電位にバ
イアスされ、電圧ｖ_ACは負に切替わる。次に、
Xe放電管１を通じて転流コンデンサ６は初期
充電とは逆極性に充電される。従つて、Ａ点の
電位は負から上昇し、ゼロ点をこえて正電位に
切替わる。この電位はほぼ主コンデンサ電圧
V₀からXe放電管１の放電終止電圧を差しひい
た電圧にまで上昇して正の極値をとる。一方、
電圧ｖ_BCはこの期間転流用サイリスタ５がオン
状態を保つているので、このオン電圧（数ボル
ト程度）に一致する。

t₂以後 Xe放電管１の主電極間に印加される電圧
が、その放電終止電圧より低下すると、Xe放
電管１は発光をともなうアーク放電を維持でき
なくなり、インピーダンスが増加する。これに
よりt₁−t₂期間中に主コンデンサ３→Xe放電管
１→転流コンデンサ６→転流用サイリスタ５→
主コンデンサ３の経路で流れていた電流は減少
して流れなくなる。この時点t₂で、転流用サイ
リスタ５の陽極電流ｉは、抵抗器７から流れこ
む電流i₁と、充電された転流コンデンサ６を通
して抵抗器８に流れる電流i₂とが支配的要素と
なり、ｉ＝i₁−i₂となる。一般にXe放電管１の
放電終止電圧は数十ボルト程度と低いため、
R₁＝R₂の時、ｉはi₁の10〜20％程度になる。従
つて、保持電流がこれより大きいサイリスタを
転流用サイリスタとして使用すればターンオフ
し、転流コンデンサ６は抵抗器７および抵抗器
８を通して、初期極性に充電される。従つて、
電圧ｖ_BCは負電圧になることなく、正の主コン
デンサ電圧V₀に向けて上昇し、電圧ｖ_ACは単
調に減少してゼロになる。

さて、〔１〕式で示した転流用サイリスタ５に
流れる残留電流ｉは、Xe放電管１の放電終止電
圧は実際は零ではなく、従つて一般にV₀＞Ｖ_AC
であること、更には第１および第２の充電抵抗７
および８の抵抗値R₁，R₂の誤差などから、ある
有限値を有し、この残留電流ｉの値が転流用サイ
リスタ５の保持電流以下にならないときは転流用
サイリスタ５はオン状態を保つので、回路は正常
な初期状態に復帰しない。従つて、直列式自動調
光ストロボの利点である高速繰返し発光が不可能
となる。転流用サイリスタ５に保持電流の大きな
ものを用いようとすれば、過渡的にしろ大きな通
電能力が要求される点と両立し難く、特殊なサイ
リスタを用いると原価の上昇を招く。また、残留
電流ｉを小さくしようとして両充電抵抗７，８の
抵抗値R₁，R₂を大きくすると、またこのストロ
ボを用いたときの速写性を損ずることになる。

この考案は以上のような点に鑑みてなされたも
ので、上記第１の充電抵抗７の値R₁を第２の充
電抵抗８の値R₂より大きくすることによつて、
転流用サイリスタ５のターンオフを確実ならしめ
ることを目的とするものである。

この考案は回路図的には第１図に示すものと同
じであり、ただ、第１の充電抵抗７の値R₁を第
２の充電抵抗８の値R₂よりも大きくすることを
要旨とするものである。このようにすることによ
つて〔１〕式からXe放電管１の放電停止後の転
流用サイリスタ５に流れる電流ｉをｉ≦０にする
ことができる。転流素子として逆阻止サイリスタ
を用いた場合には転流用サイリスタ５に逆電流は
流れることはなく、逆電圧が印加されることにな
る。したがつて、第２図に破線で示したR₁＞R₂
曲線のような波形になつて、転流用サイリスタ５
のターンオフは極めて容易に行われる。なお、上
記逆電圧が印加される時間は、転流用サイリスタ
５のターンオフ後の転流コンデンサ６の充電時定
数で定まるもので数ミリ秒〜数十ミリ秒程度であ
る。以上の説明から第１の充電抵抗７の値R₁は
転流用サイリスタ５の保持電流とは無関係に小さ
くできることがわかる。すなわち、保持電流の小
さいサイリスタを用いても、速写性のすぐれたス
トロボセツトに適用が可能となる。

以下、このt₂以後の電圧波形を解析すると次の
とおりである。

転流用サイリスタ５が転流する条件では、これ
は順逆ともに非導通で、ｉ＝０であるから、転流
コンデンサ６の容量をＣ、両端電圧（図示点Ａに
対する点Ｂの電圧）をｖ_BAとすると、 i₁＝i₂＝Ｃ・ｄ／ｄｔｖ_BA＝Ｖ_０−ｖ_ＢＡ／Ｒ_１＋Ｒ
_２初期条件としてt₂時点でのｖ_BA＝−Ｖ_ACを与える
と、となる。このとき電圧Ｖ_ACはとなる。R₁＞R₂ならばｖ_ACは小さくなることが
判る。

また、電圧ｖ_BCはとなるが、Ｖ_AC≒V₀であるので、R₁＞R₂ならば V₀＜Ｒ_１／Ｒ_１＋Ｒ_２（V₀＋Ｖ_AC）であるから、ｖ_BCの負の期間が存在する。その時
間幅はＴ_rev＝Ｃ（R₁＋R₂）ln（Ｒ_１／Ｒ_１＋Ｒ_２・Ｖ_０＋
Ｖ_ＡＣ／Ｖ_０）となる。

この時間幅は、R₁＝2R₂の程度とすれば一般に
使用される定数では数十ミリ秒程度となり、保持
電流の小さいサイリスタでも十分ターンオフでき
るようになる。

なお、これまでの説明では転流用素子として逆
阻止形サイリスタを使用した場合について説明し
てきたが、逆導通形サイリスタを用いた場合にも
同様の効果を得ることができる。すなわち、逆導
通形サイリスタの場合には放電管負荷１が放電停
止するときの残留電流ｉはR₁＞R₂のときに負と
なるが、この電流が逆導通サイリスタの逆導通用
ダイオード接合部を通して流れる。したがつて、
第２図ｂに示すような大きな逆電圧が加わること
はなくなり、上述の逆導通用ダイオード接合部の
電圧降下のみが逆導通サイリスタの逆バイアス電
圧として印加されることになる。このように、逆
バイアス電圧は小さくなるが、R₁≦R₂の場合の
ように転流用素子に積極的に逆バイアスを加えな
い場合に比べて転流用素子のターンオフが容易に
なるというこの考案の効果が実現できることは明
らかである。

以上詳述したように、この考案では直流電源の
負極側の主サイリスタと正極側の放電管などのス
イツチング特性をもつ負荷とを直列接続して主サ
イリスタによつて負荷電流を開閉制御するものに
おいて、主サイリスタに並列に転流コンデンサと
転流用サイリスタとの直列体を接続し、転流用サ
イリスタの陽極・陰極間電圧が負となる期間を生
ずるように、電源正極側からの転流コンデンサの
第１の充電抵抗の抵抗値を、電源負極側からの転
流コンデンサの第２の充電抵抗の抵抗値より大き
くしたので、転流用サイリスタのターンオフが確
実となり、転流動作の完了が確実迅速になるの
で、ストロボ回路に適用した場合には速写性が向
上し、転流用サイリスタの保持電流の小さいもの
でもよく、そのトリガ回路も簡素化できるなど、
小形化、軽量化、原価低減が可能になる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの考案の適用対象とする直列式自動
調光ストロボ回路の一例を示す回路図、第２図
ａ，ｂはこの回路の動作を示す波形図である。図において、１は負荷（Xe放電管）、２は直流
電源（DC−DCコンバータ）、４は主サイリス
タ、５は転流用サイリスタ、６は転流コンデンサ
７は第１の充電抵抗、８は第２の充電抵抗であ
る。なお、図中同一符号は同一もしくは相当部分
を示す。

Claims

【実用新案登録請求の範囲】 (1) 陽極が放電管などのスイツチング特性をもつ
負荷を通して直流電源の正極端子に接続され陰
極が上記直流電源の負極端子に接続され上記負
荷への電流を開閉制御する主サイリスタ、陽極
が転流コンデンサを介して上記主サイリスタの
陽極に接続され陰極が上記主サイリスタの陰極
に接続された転流用サイリスタ、上記直流電源
の正極端子と上記転流用サイリスタの陽極との
間に接続された第１の充電抵抗、及び上記主サ
イリスタの陽極と陰極との間に接続された第２
の充電抵抗を備え、上記転流用サイリスタの陽
極・陰極間電圧が負となる期間を生ずるよう
に、上記第１の充電抵抗の抵抗値を上記第２の
充電抵抗の抵抗値より大きく選定して成ること
を特徴とする転流回路。 (2) 負荷に放電管を用いた実用新案登録請求の範
囲第１項記載の転流回路。