JPS6098875A - 多重結合インバ−タ装置の制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 技イーＩＪ分野 本発明は、７Ｌ圧形ＰＷＭ制御インバータを複数、並列
に接続し、各インバータの同用出カケ１”１１：手間に
＋１．ｉ１間リすタトルを備えた多重結合インバータ装
置に係り、４−ＩＪにその電流リップルを低融する制ｊ
ＩｌｌＩ力ｌ去に関する。

イノ）−宋（ゴシこ術 弔１図は３相１ｉ＋圧形インバータの回路例、第２図は
これをＰＷＭ制（ｉｌｌｌ　Ｌだ場合の出力′電圧およ
び出力線間電圧の波形図（Ｔは一周期）である。本例で
はキャリヤ信号の周θν敗が−・′；３冒二出力周波数
の整数倍となる同Ｊυ］形で、パルス幅が等しい盾パル
ス幅制９１１］の場合を示しているが、弁間ＪＵＩ形や
小勇パルス幅制御（正弦波ＰＷＭ等）が広く使われてい
る。また、運転条件に応じて同期形と弁間）υ［形を切
絡えたり、周期１形の一周期内のパルス数を切詩える手
法が実用されている。

このようなＰ　Ｗ　Ｍ　；１ｉｌｊ　ａｌでは、次のよ
うな間１定点がある。

ＣＩ＋　ギヤリャイハ号の周ｌＪｋ敗をｉＱ＋　＜とれ
るｊｅ’：ｌ　、’７メイソチング素子（例えはパワー
トランジスタ）では素子容ｈ′１が限られて１６す、並
列に接”ＩｒＧ　シてしインバータ出力は１ｌｒｌｌ限
される。

（２）　スイッチングロスと制御卸性能からギャリャイ
１、号の周波数を上けるのに限度がある。

（３）　出力′電圧がキャリヤ信号で直流電圧の全振幅
にわたってフルスイッチングするので電流変化率（ａｉ
／ａｔ）が大きい。

（４）　（２Ｌ（３）のために′小流リップルが大きく
なり、電動機の振動、騒音、発熱を増大させる。また、
直流回路にリップル電流耐［１ｉの大きいコンデンサが
必要となる。ピーク電流が大きいため定格出力電流を低
下させなければならない。

このため、一般に複数個のインバータを多重結合して波
形改善と大容量化を実現する方法として同相出力端子間
に相間リアクトルを４Ｊｉ＾えたトランス結合が実用さ
れている。この方゛法によると２重結合の場合、第５次
、第７次の悶調波を除去できる（会考文献　Ｉ　ＰＥＣ
−Ｔｏｋｙｏ　Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ　８３’　Ｒｅｃ
ｏｒｄ’Ｌａｒｇｅ　Ｃａｐａｃｉｔｙ　Ｐａｒａｌｌ
ｅｌ　Ｒｅｄｕｎｄａｎｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ　Ｕ
ＰＳ　ＰＰ　６６０〜６７１）。

第６図（Ａ）はこの手法を過用したもので、第１図の構
成のインバータを２組、すなわちＵｌ、　Ｖ＋　、　Ｗ
１相のインバータ１　、Ｃ２＋　ｖ、　＋　Ｗ２相のイ
ンバータ２を組合せ、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の各出力端子を相間
リアクトルＬｕ　、　Ｌｖ　、　Ｌｗで結合したもので
ある。第６図（Ｂｌは第３図ＦＡＩの等価回路である。

第４図は第６図の回路においてインバータ２の１相、例
えばＣ２相をインバータ１の対応する１相、例えばＵｌ
相（二対して位相を３０°遅らせて制御した場合の波形
図（Ｔは１周期）である。この出力線間電圧自１−Ｖの
高調波成分は第５次が５．９％、第７次が３．９％で、
通常の場合の２０％（弔５次）、１４％（’ｉ’、　７
次）に比較すると格段に改１Ｚ％されるが零にはならな
い。

また、このような低次の高調波成分は不周ノζルス幅Ｐ
ＷＭ制御によって容易に除去できるのでインバータの多
重化の５０、イ゛（は１５．’Ｘい。

発明の目的 したがって、本驚明の目的は、電圧形ＰＷＭ制仰インバ
ータを複数、並列に接続し、各インノ；−タの同相出力
端子間に相聞リアクトルを茄ｊえた多重結合インバータ
ｋ＜　ＩＩ・ｌにおいて、キャリヤ信弓の周波数相当の
リップル′電流を低減する制御方法を提供することであ
る。

発明の構成 本発明は各インバータを制御するキャリヤ（Ｍ’　Ｋの
位相をそれぞれ３６０°／　１１　（１１インノく一夕
の数）ずつずらせるようにしたものである。

これにより、キャリヤ信号（二よる出力電圧のリップル
の振幅を１／ｎ、周波数を１１倍にすることカーできる
。リップルの周波数は太き′ｌＪ１程、フィルりで３１
イ滑され以くなる。

実施例 以下、本発明を第６図の２重結合インノ（−夕装置の場
合について説明する。各イア／＜−夕１，２を制御する
不図示のイン／＜−夕制御回）賂のキャソヤイ＋：ｊ　
””ｉ’　ｆ　ｃｌ　＋　ｆ　Ｃ２は３ＧＯ”／２　＝
　１８０”の位相差をイ」°シている。先づ、インバー
タ装置の動作を第５図ζ二上りＵ相を１列にとって説明
する。同図（Ａ＋は同＋１１モード時、同図（１３１は
逆相モード時の動作を示し、実線が屯１′ＩＩＬが流れ
ろ部分、破線が′電流が流れない部分、矢印が電流の流
れる方向を示す。同（目モードでは両１［Ｉ　Ｕ＋　、
　Ｃ２ともＩ〕側またＮ側のパワートランジスタが同時
にオンしているので、この場６・相間リアクトルしりは
電流バランサとして作用し、中間タップの′電位はＰ側
と同電位で、全体の電流をＩｕとすると各々のパワート
ランジスタを流れる電流は共に■υ／２である。逆相モ
ードでは一方の相のＰ側のパワートランジスタがオン、
他ノーのＰＩ　１のＮ側のパワートクＩンＪ・スタがオ
ンしてしする３、この場合、　）１１１間リアクトルＬ
ｕ　ｋｌ単ヘトランスとして動作し、中間タップの’４
８１）は直流１２Ｊ線の中性点１］と同電位となる３、
リアクトルＬＵ　Ｉ＝よる励磁電流を１゜どすると人力
・［、流、出力電流はそれぞれＩｕ４一旦、■υ（Ｉｕ
）■０）となり、出力・δ流シまノ（力′電流の２倍と
なる３、 ’ｉｓ　６　Ａ図〜第６Ｄ図（Ｊ、第２図のθ１〜θ２
の任、・沖、の区間の′（゛し圧波形のうしＵ相、■相
間の出力線間電圧ｅυ−Ｖに７・１応する電圧波形１メ
１である。この場合、■相の電位ｅｖをＮ側の一］−；
二固定し７．１）相の７シ１７位ｅｕをＰ側、Ｎ側のＴ
と−−＝−ｉ二ｉＪＪ　ｆ＝′ｒえてＵ相、■相間の出
力線間電圧ｅｕ−ｖを曲流１′：１線の中性点ｎの電位
０を加えた士Ｅｄｃ　、士、　Ｅ（ＩＣ，００）５神類
の電圧値に制に１すするものである。Ｕ＋相はキャリャ
イあ刊ｆ。、で変調され、Ｃ２相はキャリャイ言冒／Ｃ
２で変調される。キャリヤ信壮、／ＣＩとＩＣ２は前１
小のように３６０．／２．＝　１．８０’の位相差が勾
えられてし）る。

Ｕ＋　（目とＣ２相が同４１［モード、すなわちＵｌ相
の出力′重圧ｅｌｌｌとＵ２相の出力電圧ｅ１□が同電
位のとき、その電位−丁またはＴが電圧ｅυとして出力
端Ｔ−Ｕに規われ、ｆ目間リアクトルＬｕには電圧が印
加されず、Ｕ１相とＵ２相が逆相モード、すなわちＵ１
相の出力′電圧ｅｕ＋とＵ２相の出力電圧ｅｌ１２が異
’＋４ｉ位のとき、出カｙニア：子Ｕの電位ｅＵは直流
母線の中性点ｎの電位と同電位のＯとなり、相間リアク
トルＬｕには直流平圧Ｔまたは−７が印加されている。

以上から、Ｕ相、■相間の出力線間電圧ｅｕ−ｖの波形
は図示のようになる。出方線間電圧Ｃｖ−ｗ　、　ｅｙ
−Ｕについても同様の電圧波形となる。

以」二の第６Ａ図〜第６Ｄ図は、指令′電圧Ｖｒｅｆに
より変調イ６ひ、この場合ＩＪ＋相の出力電圧ｅＵＩ、
Ｕ２相の出力電圧優２のパルス幅、すなわちデユーティ
サイクルα（周期は一定）を変えた場合で、デユーティ
サイクルαはそれぞれ約３０％、４０％、６０％、８０
％である。出力線間電圧ｅＵ−Ｖは、デユーティサイク
ルα＝０〜５０％では０と−でスイッチングし、デユー
ティサイクルα：５０〜１００％ｄｃ ではＴとＥｄｃでスイッチングする。この出力線間電圧
（！ｕ−ｖの振幅、すなわちリンプル電圧は第２図の従
来の場合の半分のＥｄｃ／２であり、周波数はキャリヤ
信号ｆＣＩ　＋　、／Ｃ２の周波数の２倍であることが
わかる。この周波数が大きい程、フィルタ（平滑コンデ
ンサ）で平？１′１され易くなる。相間リアクトルＬｕ
に印加される電圧・電気角債はデユーティサイクルα−
５０％で最大となる。実際のインバータ制御では周波数
にほぼ比例させてＩｄ圧を制御するので電圧・電気角積
はα１０〜５０％の間でほぼ一定となる。したがって、
α＝５０％刊近の電圧・時間租が相間リアクトルＬυの
大きさを決定するτ＋Ｘ要な要素となる。

第７図は第６八図〜第６Ｄ図の出力線間電圧ｅｕ−ｖを
一周期全区間に展開した波形図である。第８図は正弦波
変調を行な１）だ場合の波形例（Ｔは１周期）である。

第９図は三重結合の多重結合インバータ装置の例で、各
インバータのキャリヤ信号ｆｃＩ　＋　ｆＣ２＋ｆｃｓ
の位相差３６０／３−１２０’で、出力電圧のリップル
の振幅はＥｄｃ／３、周波数はギヤリヤ信号ｆｃＩ＋Ｉ
Ｃ２＋　ｆＣ３の周波数の３倍となる。

以上説明した本発明の方法は、弁間１す１形ＰＷＭ；Ｌ
’制御やパルス幅切昌１ｐＷＭ制御の多重結合インパ　
７−タ装置、さらには第１０図のような′電源回生回路
にも適用できる。

発明の効果 本発明は各インバータを制御するキャリヤ信号の位相を
３６０’／　（インバータの個数）ずつずらすことによ
ってギヤリヤ信号の周波数相当のリップルを低縁するも
のであるので、次のような効果なｒｊする。

（１）インバータの大官量化が可能となる。

］見７°」のトランジスタインバータでは、例えば＋２
００　（Ｖ）、３００（Ａ）のトランジスタの４個並列
伝斜′シで、その出力は２００　（ＫＶＡ）であるが、
本発明の力／Ｊ、により２重粘合の場合で４００（ＫＶ
Ａ）、３小結合の場合で６００　（ＫｖＡ）　、−・−
・・　の出力が可能どなる。さらに、波形数片による容
量アップが期イ・５でさる。

（２）′屯動代の振動、騒音、発熱が大幅に低減する。

（３）平滑コンデンサのリップル電ｂ）ｃ耐：ｌ）が小
さくてすむ。

【図面の簡単な説明】

第１図は３超電月−形インバータの回路例、第２図はこ
れをＰＷＭ制御した場合の出力電圧および出力線間電圧
のρＵ形図、第３図は第１図の・インバータを２個、並
列に接続し、同相出力間に相間リアクトルＬυ、　Ｌｖ
　、　Ｌｗを（１１１°１えた多重結合インバータ装置
の回路図、第４図は第６図において一方のインバータの
Ｕ相を他方のインバータのＵ相に＜、Ｊして位相を３０
′遅らせて制御したときの各相の出力電圧、出力線１１
１ト−ａ圧の波形図、第５図は第６図のインバータの動
作を説明する図、第６八図〜第６Ｄ図は第６図の多小結
合インバータ装置において本発明の方法を蔵出し、指令
電圧Ｖｒｅｆを変えたときのＵ相のキャリＡ’　（ｒｊ
　’；３ｆＵ＋　＋　ｆｕ２、出力小月ｅｕ＋・ｅＵ２
・ｅＵ、相間リアクトルＬｕの印加７し月、出力線間′
電圧ｅｕ−ｖの波形図、第７図は第６Ａ図〜第６Ｄ図の
出力線間′屯ｊ王ｅｕ−ｖ　の波形をインバータ出力電
圧１周期全区間に適用した場合の波形図、第８図は正弦
波変調を行なった場合の出力線間電圧ｅυ−Ｖのｉ＆形
例、第９図は三重結合の多重結合インバータ装置の例、
第１０図は本発明の方法を適用できる電源回生回路の例
である。 １．２　インバータ、 Ｕ＋　、　Ｕ２　、　Ｕ　：　Ｕ相出力端子、Ｖ＋　、
　Ｖ２　、　Ｖ　：　Ｖ相出力幅；子、Ｗｌ、　Ｗ２　
、　Ｗ　：　Ｗ相出力端子、Ｌｕ　、　Ｌｖ　、　Ｌ＋
ｖ　相間リアクトル、Ｊ’ＵＩ　＋　ｆｕ２　’キャリ
ヤ信号、Ｖｒｅｆ　指令電圧、 ｅｕ＋　＋　ｅｕ２＋ｅｕ、　ｅｖ　：出力電圧、ｅｌ
、　１「１間すアクトルＬしの印加電圧、ｅｕ−ｖ：出
力線間電圧。 ４１許出願人　株式会社安川電機製作所第　１　図 第　２　図 （Ａ） （Ｂ） 第　３　図 第　４ｒＩ！Ｊ 第　５１１！Ｊ 第　６Ｃ図 第　６Ｄ　図 第７図 第　８　図 第９図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. ゛４圧形ｐ　Ｗ　Ｍ　（Ｈり御インバータをｎ個（ｎ　
   ２以」−のｊ’ａＭ）並列に：１絖し、これら各インバ
   ータの同相出力端子間に相間リアクトルを１ｉｉｉ：え
   た多重結合インバータ装置において、各インバータを制
   御２１Ｊするキャリヤ信号のイ立＋［」を３６０７ｎず
   つずらせるよ゛）にしたことを６徴とする多重結合イン
   バータ装置の制御方法。