JPS60237862A - スイツチング制御型電源回路 - Google Patents
スイツチング制御型電源回路Info
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- JPS60237862A JPS60237862A JP9201984A JP9201984A JPS60237862A JP S60237862 A JPS60237862 A JP S60237862A JP 9201984 A JP9201984 A JP 9201984A JP 9201984 A JP9201984 A JP 9201984A JP S60237862 A JPS60237862 A JP S60237862A
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/338—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（イ）産業上の利用分野
本発明は自励発振型のスイッチング制御型電源回路に関
し、特に広範囲な交流入力電圧に対応でき且つ効率の向
上を図ったスイッチング制御型電源回路に関する。
し、特に広範囲な交流入力電圧に対応でき且つ効率の向
上を図ったスイッチング制御型電源回路に関する。
（ロ）従来技術
スイッチング制御型電源回路は種々の方式に分類される
が、その一つにスイッチングトランジスタとコンバータ
トランスとでブロッキング発振を行なわせろものがあり
、斯る方式の電源回路として本出願人は先に特開昭５８
−１７５９７３号で第１図のような回路を提案した、。
が、その一つにスイッチングトランジスタとコンバータ
トランスとでブロッキング発振を行なわせろものがあり
、斯る方式の電源回路として本出願人は先に特開昭５８
−１７５９７３号で第１図のような回路を提案した、。
そこで、先ず、第１図の回路について説明てろ。
第１図の電源回路は大別すると、入力整流部（１）と、
ブロッキング発振部（２）と、コンｉく一タトランス（
３）と、誤差検出部（４）と、制御回路部（５）と、出
力整流部（６）から構成されている。ブロッキング発振
部（２）は、入力整流部（１１の出力に対してコンバー
タトランス（３）の入力巻線（Ｎ１）とスイッチングト
ランジスタ（ＴＲ４）のコレクタ・エミッタ間とエミッ
タ帰還用抵抗（Ｒ１４）及び電流検出用抵抗（Ｒ１１）
’＆直列に接続し、上記トランスの帰還巻線（ＮＢ）の
一端ＦＣ＋を上記帰還用抵抗（Ｒ１４）の下端側に他端
ｔｅｌをドライブ回路（ＳＫ）を介し℃前記スイッチン
グトランジスタ（ＴＲ４）のベースに接続した構成であ
る。次に誤差検出部（４）は、ライン（ＬＯ）（Ｌｌ）
間の直流電圧の変動を誤差検出用トランジスタ（ＴＲＩ
）とツェナーダイオード（Ｄ５）によって検出するもの
であり、上記ライン（ＬＯ）（Ｌｌ）間の直流電圧はス
イッチングトランジスタ（ＴＲ４）のオフ期間に前記帰
還巻線（ＮＢ）の両端（ｃ）（Ｃ１間に発生する電圧を
ダイオード（Ｄ６）とコンデンサ（Ｃ３）で整流平滑し
て得られろ。更に制御回路部（５）は前記帰還巻線（Ｎ
Ｂ）の中間タンプ（ｄｉと前記電流検出用抵抗（Ｒ１１
）の上端に）との間に整流用ダイオード（Ｄ７）とター
ンオフ用コンデンサ（Ｃ５）’＆直列に接続し、そのコ
ンデンサ（Ｃ５）とダイオード（Ｄ７）の接続中点（ト
）とスイッチングトランジスタ（ＴＲ４）のベースとの
間に抵抗（Ｒ９）（ＲＩＯ）’に夫々介して一対の制御
トランジスタ（ＴＲ２）（ＴＲ３）のコレクターエミッ
タ間を接続し、その一方（ＴＲ２）のベースを前記誤差
検出部（４）の出力側のＢ点に接続した構成としている
。また出力整流部（６）は、スイッチングトランジスタ
（ＴＲ４）のオフ時に前記゛トランス（３）の出力巻線
（Ｎ２）に発生する電圧をダイオード（Ｄ９）とコンデ
ンサ（Ｃ９）で整流平滑する構成である。
ブロッキング発振部（２）と、コンｉく一タトランス（
３）と、誤差検出部（４）と、制御回路部（５）と、出
力整流部（６）から構成されている。ブロッキング発振
部（２）は、入力整流部（１１の出力に対してコンバー
タトランス（３）の入力巻線（Ｎ１）とスイッチングト
ランジスタ（ＴＲ４）のコレクタ・エミッタ間とエミッ
タ帰還用抵抗（Ｒ１４）及び電流検出用抵抗（Ｒ１１）
’＆直列に接続し、上記トランスの帰還巻線（ＮＢ）の
一端ＦＣ＋を上記帰還用抵抗（Ｒ１４）の下端側に他端
ｔｅｌをドライブ回路（ＳＫ）を介し℃前記スイッチン
グトランジスタ（ＴＲ４）のベースに接続した構成であ
る。次に誤差検出部（４）は、ライン（ＬＯ）（Ｌｌ）
間の直流電圧の変動を誤差検出用トランジスタ（ＴＲＩ
）とツェナーダイオード（Ｄ５）によって検出するもの
であり、上記ライン（ＬＯ）（Ｌｌ）間の直流電圧はス
イッチングトランジスタ（ＴＲ４）のオフ期間に前記帰
還巻線（ＮＢ）の両端（ｃ）（Ｃ１間に発生する電圧を
ダイオード（Ｄ６）とコンデンサ（Ｃ３）で整流平滑し
て得られろ。更に制御回路部（５）は前記帰還巻線（Ｎ
Ｂ）の中間タンプ（ｄｉと前記電流検出用抵抗（Ｒ１１
）の上端に）との間に整流用ダイオード（Ｄ７）とター
ンオフ用コンデンサ（Ｃ５）’＆直列に接続し、そのコ
ンデンサ（Ｃ５）とダイオード（Ｄ７）の接続中点（ト
）とスイッチングトランジスタ（ＴＲ４）のベースとの
間に抵抗（Ｒ９）（ＲＩＯ）’に夫々介して一対の制御
トランジスタ（ＴＲ２）（ＴＲ３）のコレクターエミッ
タ間を接続し、その一方（ＴＲ２）のベースを前記誤差
検出部（４）の出力側のＢ点に接続した構成としている
。また出力整流部（６）は、スイッチングトランジスタ
（ＴＲ４）のオフ時に前記゛トランス（３）の出力巻線
（Ｎ２）に発生する電圧をダイオード（Ｄ９）とコンデ
ンサ（Ｃ９）で整流平滑する構成である。
第１図の電源回路は以上の如く構成されて８つ、その動
作は概ね次のようになつ℃いる。即ち、電源スィッチ（
ＳＷ）の投入時に入力整流部（１）から起動抵抗（Ｒ２
）を介して流れる起動電流Ｉｓによつ℃スイッチングト
ランジスタ（ＴＲ４）をトリガし、一旦トリガした後は
帰還巻線（ＮＢ）からドライブ回路（ＳＫ）′４を介し
て上記トランジスタ（ＴＲ４）のベースに正帰還電流Ｉ
ｆを供給することによって発振部（２）にブロッキング
発振を行なわせる。そして、ブロッキング発振を行なっ
ている定常状態では、制御回路部（５）によって上記ス
イッチングトランジスタ（ＴＲ４）のターンオフタイミ
ングを、誤差検出部（４）の出力に応じて制御するよう
になっている。そのうち、特にスイッチングトランジス
タ（ＴＲ４）’＆ターンオフさせる際の動作は次の通り
である。
作は概ね次のようになつ℃いる。即ち、電源スィッチ（
ＳＷ）の投入時に入力整流部（１）から起動抵抗（Ｒ２
）を介して流れる起動電流Ｉｓによつ℃スイッチングト
ランジスタ（ＴＲ４）をトリガし、一旦トリガした後は
帰還巻線（ＮＢ）からドライブ回路（ＳＫ）′４を介し
て上記トランジスタ（ＴＲ４）のベースに正帰還電流Ｉ
ｆを供給することによって発振部（２）にブロッキング
発振を行なわせる。そして、ブロッキング発振を行なっ
ている定常状態では、制御回路部（５）によって上記ス
イッチングトランジスタ（ＴＲ４）のターンオフタイミ
ングを、誤差検出部（４）の出力に応じて制御するよう
になっている。そのうち、特にスイッチングトランジス
タ（ＴＲ４）’＆ターンオフさせる際の動作は次の通り
である。
先ず、スイッチングトランジスタ（ＴＲ４）のオン時に
はそのコレクタ・エミッタ間に流れる電流ｒ ｉ （ａ
ｌ！４図（ハ）参照）によって電流検出用抵抗（Ｒ１１
）の上端側のＥ点に時間につれて増大する負電圧（ＬＯ
が基準ライン）が生じる。その際、制御回路部（５）内
のターンオフ用コンデンサ（Ｃ５）は、スイッチングト
ランジスタ（ＴＲ４）のオフ期間に帰還巻線（ＮＢ）の
Ｃ端から電流検出用抵抗（Ｒ１１）→Ｃ５→ダイオード
（Ｄ７）を通って上記巻線（ＮＢ）の中間タップ（ｄｉ
の経路で流れる電流によって図示の極性に充電されてお
り、制御トランジスタ（ＴＲ２）のエミッタ即ちＭ点の
電位は上記コンデンサ（Ｃ５）の電圧と先のＥ点の電位
を加算した負電位である。従って、このＭ点の電位が時
間につれて低下して行くことになる（第４図（ト）参照
）。
はそのコレクタ・エミッタ間に流れる電流ｒ ｉ （ａ
ｌ！４図（ハ）参照）によって電流検出用抵抗（Ｒ１１
）の上端側のＥ点に時間につれて増大する負電圧（ＬＯ
が基準ライン）が生じる。その際、制御回路部（５）内
のターンオフ用コンデンサ（Ｃ５）は、スイッチングト
ランジスタ（ＴＲ４）のオフ期間に帰還巻線（ＮＢ）の
Ｃ端から電流検出用抵抗（Ｒ１１）→Ｃ５→ダイオード
（Ｄ７）を通って上記巻線（ＮＢ）の中間タップ（ｄｉ
の経路で流れる電流によって図示の極性に充電されてお
り、制御トランジスタ（ＴＲ２）のエミッタ即ちＭ点の
電位は上記コンデンサ（Ｃ５）の電圧と先のＥ点の電位
を加算した負電位である。従って、このＭ点の電位が時
間につれて低下して行くことになる（第４図（ト）参照
）。
一方、誤差検出トランジスタ（ＴＲＩ）のコレクタとラ
イン（ＬＯ）の間に接続された抵抗（Ｒ７）（Ｒ８）開
の中点Ｎは、上記ライン（ＬＯ）に対して検出電圧取出
し用のコンデンサ（Ｃ３）の両端間電圧に応じた負電位
となっている。このため、先のＭ点がこのＮ点の電位よ
り゛も低下した時に、制御トランジスタの（ＴＲ２）が
オンとなっ℃（ＴＲ３）もオンとなり、これによって前
記ターンオフ用コンデンサ（Ｃ５）を電源としてスイッ
チングトランジスタ（ＴＲ４）のベース畢エミッタ間に
逆バイアス電流Ｉａが図示の経路で流れ、このトランジ
スタをターンオフさせる訳である。
イン（ＬＯ）の間に接続された抵抗（Ｒ７）（Ｒ８）開
の中点Ｎは、上記ライン（ＬＯ）に対して検出電圧取出
し用のコンデンサ（Ｃ３）の両端間電圧に応じた負電位
となっている。このため、先のＭ点がこのＮ点の電位よ
り゛も低下した時に、制御トランジスタの（ＴＲ２）が
オンとなっ℃（ＴＲ３）もオンとなり、これによって前
記ターンオフ用コンデンサ（Ｃ５）を電源としてスイッ
チングトランジスタ（ＴＲ４）のベース畢エミッタ間に
逆バイアス電流Ｉａが図示の経路で流れ、このトランジ
スタをターンオフさせる訳である。
さて、斯る電源回路に於いては、ドライブ回路（ＳＫ）
のインピーダンスが略−足であることに起因して、次の
ような問題が生じろことになる。
のインピーダンスが略−足であることに起因して、次の
ような問題が生じろことになる。
即ち、先ず、スイッチングトランジスタ（ＴＲ４）への
正帰還電流Ｉｆは上記ドライブ回路（ＳＫ）内のＲ１３
とＤ８を主に通って（Ｒ１２と０４のインピーダンスは
Ｒ１３に比べて相当大ぎい）流れろ。その際、この電流
Ｉｆは、上記Ｒ１３とＤ８のインピーダンスが略一定で
あるから、スイッチングトランジスタ（ＴＲ４）のオン
期間に帰還巻線（ＮＢ）に発生する電圧（第４図に）参
照）に比例し、この電圧は入力巻線（Ｎ１）に印加され
る入力電圧に比例する。従って、前記正帰還電流Ｉｆは
、結局、上記入力電圧が高い時に大ぎく、低い時に小さ
くなる。ところが、前述の動作説明から判るように、上
記入力電圧が高い場合は、スイッチングトランジスタ（
ＴＲ４）のオン期間が短か（なり、このＴＲ４のコレク
タ電流Ｉｉ（第４図（ハ）参照）のピーク値が小さくな
る。従って、この場合は、上記電流■ｉのピーク値が比
較的小さいにも拘わらず、相当大ぎなベース正帰還電流
Ｉｆが流れ、このためスイッチングトランジスタ（ＴＲ
４）がオーバードライブになる。逆に上記入力電圧が低
い場合は、ＴＲ４のオン期間が長（なり、上記電流Ｉｉ
のピーク値が太き（なるが、この時、ベース正帰還電流
Ｉｆは比較的小さいため、この場合はスイッチングトラ
ンジスタ（ＴＲ４）がドライブ不足になる。従って、上
記入力電圧が比較的小さい時及び比較的太ぎい時に、第
２図に示すようにスイッチングトランジスタ（ＴＲ４）
のコレクタ消費電力（コレクタ損失）が犬すくなり、こ
のため電源回路の安定化範囲が狭（なる。
正帰還電流Ｉｆは上記ドライブ回路（ＳＫ）内のＲ１３
とＤ８を主に通って（Ｒ１２と０４のインピーダンスは
Ｒ１３に比べて相当大ぎい）流れろ。その際、この電流
Ｉｆは、上記Ｒ１３とＤ８のインピーダンスが略一定で
あるから、スイッチングトランジスタ（ＴＲ４）のオン
期間に帰還巻線（ＮＢ）に発生する電圧（第４図に）参
照）に比例し、この電圧は入力巻線（Ｎ１）に印加され
る入力電圧に比例する。従って、前記正帰還電流Ｉｆは
、結局、上記入力電圧が高い時に大ぎく、低い時に小さ
くなる。ところが、前述の動作説明から判るように、上
記入力電圧が高い場合は、スイッチングトランジスタ（
ＴＲ４）のオン期間が短か（なり、このＴＲ４のコレク
タ電流Ｉｉ（第４図（ハ）参照）のピーク値が小さくな
る。従って、この場合は、上記電流■ｉのピーク値が比
較的小さいにも拘わらず、相当大ぎなベース正帰還電流
Ｉｆが流れ、このためスイッチングトランジスタ（ＴＲ
４）がオーバードライブになる。逆に上記入力電圧が低
い場合は、ＴＲ４のオン期間が長（なり、上記電流Ｉｉ
のピーク値が太き（なるが、この時、ベース正帰還電流
Ｉｆは比較的小さいため、この場合はスイッチングトラ
ンジスタ（ＴＲ４）がドライブ不足になる。従って、上
記入力電圧が比較的小さい時及び比較的太ぎい時に、第
２図に示すようにスイッチングトランジスタ（ＴＲ４）
のコレクタ消費電力（コレクタ損失）が犬すくなり、こ
のため電源回路の安定化範囲が狭（なる。
また、スイッチングトランジスタ（ＴＲ４）のターンオ
フは、前述の如（、コ′ンポンサ（Ｃ３）に充電された
電圧を電源として流れる逆バイアス電流ＩｄＶｃよって
行なわれるが、この電流Ｉｄは前記入力電圧の変動に拘
らず略一定である。なぜなら、上記コンデンサ（Ｃ３）
はスイッチングトランジスタ（ＴＲ４）のオン期間に帰
還巻線（ＮＢ）のＣ，ｄ間に発生する電圧によって充電
され、この電圧は安定化動作状態では略一定値、に制御
されているからである。ところが、前記入力電圧が高い
場合には、前述の如くスイッチングトランジスタ（ＴＲ
４）がオーバードライブされているから、この場合には
上記逆バイアス電流Ｉｄが不足し、このためＴＲ４をタ
ーンオフさせに（（なる。それ故、斯る理由からも、電
源回路の安定化範囲が比較的狭く制限されることになる
。
フは、前述の如（、コ′ンポンサ（Ｃ３）に充電された
電圧を電源として流れる逆バイアス電流ＩｄＶｃよって
行なわれるが、この電流Ｉｄは前記入力電圧の変動に拘
らず略一定である。なぜなら、上記コンデンサ（Ｃ３）
はスイッチングトランジスタ（ＴＲ４）のオン期間に帰
還巻線（ＮＢ）のＣ，ｄ間に発生する電圧によって充電
され、この電圧は安定化動作状態では略一定値、に制御
されているからである。ところが、前記入力電圧が高い
場合には、前述の如くスイッチングトランジスタ（ＴＲ
４）がオーバードライブされているから、この場合には
上記逆バイアス電流Ｉｄが不足し、このためＴＲ４をタ
ーンオフさせに（（なる。それ故、斯る理由からも、電
源回路の安定化範囲が比較的狭く制限されることになる
。
次に、スイッチングトランジスタ（ＴＲ４）のターンオ
フは上述の如（行なわれるが、電源スィッチ（ＳＷ）の
投入時は前記コンデンサ（Ｃ５）が充電されていないの
で、ＴＲ４のコレクタ電流工ｉのピーク値は正帰還電流
Ｉｆのβ倍まで増大する。このため、前記入力電圧が相
当高い（Ｉｆが太ぎい）場合には、上記ピーク値がＴＲ
４の最大定格値或いは安全動作領域を越え、従って電源
投入時にＴＲ４が破壊される虞れが生じることになる。
フは上述の如（行なわれるが、電源スィッチ（ＳＷ）の
投入時は前記コンデンサ（Ｃ５）が充電されていないの
で、ＴＲ４のコレクタ電流工ｉのピーク値は正帰還電流
Ｉｆのβ倍まで増大する。このため、前記入力電圧が相
当高い（Ｉｆが太ぎい）場合には、上記ピーク値がＴＲ
４の最大定格値或いは安全動作領域を越え、従って電源
投入時にＴＲ４が破壊される虞れが生じることになる。
更に、過負荷状態では、負荷電流の増大によって２次巻
線（Ｎ２）の出力電圧が太ざく低下しようとするので、
この電圧低下を阻止するようにスイッチングトランジス
タ（ＴＲ４）のコレクタ電流Ｉｉが増大して行く。その
際、前記入力電圧が高い場合には、前述の如＜ＴＲ４に
充分な正帰還電流Ｉｆ１ｆｒ：供給することができるの
で、上記コレクタ電流■ｉは益々増大し、従って、過負
荷時にも、先の電源投入時と同様にＴＲ４が破壊される
ｒ）−Ｖ む ７、 第１図の電源回路は正帰還電流Ｉｆが入力電圧に応じて
変化するため、以上の如き欠点を有していることになる
。
線（Ｎ２）の出力電圧が太ざく低下しようとするので、
この電圧低下を阻止するようにスイッチングトランジス
タ（ＴＲ４）のコレクタ電流Ｉｉが増大して行く。その
際、前記入力電圧が高い場合には、前述の如＜ＴＲ４に
充分な正帰還電流Ｉｆ１ｆｒ：供給することができるの
で、上記コレクタ電流■ｉは益々増大し、従って、過負
荷時にも、先の電源投入時と同様にＴＲ４が破壊される
ｒ）−Ｖ む ７、 第１図の電源回路は正帰還電流Ｉｆが入力電圧に応じて
変化するため、以上の如き欠点を有していることになる
。
そこで斯る諸欠点を解消すべく第３図に示す改良した電
源回路の一例について説明する←特開昭５９−２５７０
号公報参照）。゛ 第３図では第１図と同一構成の部分には同一図番を付し
ているが、本例ではドライブ回路（ＳＫ）を次のように
構成した点を特徴とし℃いる。即ち、上記ドライブ回路
（ＳＫ）は第１図と同様の抵抗（Ｒ１２）とコンデンサ
（’Ｃ４）の他に、図示のように接続したトランジスタ
（ＴＲ５）と抵抗（Ｒ１６）（Ｒ１７）（Ｒ１８）とダ
イオード（Ｄ８）及びツェナーダイオード（ＤＩＯ）か
らなる定電流回路（ＣＡ）を備える構成となっている。
源回路の一例について説明する←特開昭５９−２５７０
号公報参照）。゛ 第３図では第１図と同一構成の部分には同一図番を付し
ているが、本例ではドライブ回路（ＳＫ）を次のように
構成した点を特徴とし℃いる。即ち、上記ドライブ回路
（ＳＫ）は第１図と同様の抵抗（Ｒ１２）とコンデンサ
（’Ｃ４）の他に、図示のように接続したトランジスタ
（ＴＲ５）と抵抗（Ｒ１６）（Ｒ１７）（Ｒ１８）とダ
イオード（Ｄ８）及びツェナーダイオード（ＤＩＯ）か
らなる定電流回路（ＣＡ）を備える構成となっている。
斯る例に於いて、電源回路としての基本的動作は第１図
と同一であるから説明を省略し、上記ドライブ回路（Ｓ
Ｋ）について考える。即ち、この回路（ＳＫ ）内の定
電流回路（ＣＡ）に於いて、トランジスタ（ＴＲ５）は
、スイッチングトランジスタ（ＴＲ４）のオン期間に帰
還巻線（ＮＢ）のｅ、０間に発生する電圧（第４図に）
参照）によってオンするよう、抵抗（Ｒ１６）とツェナ
ーダイオード（Ｄ １０ ’）によってバイアスされて
いるので、上記オン期間の正帰還電流Ｉｆは主に上記ト
ランジスタ（ＴＲ５）のコレクタ・エミッタ間を（一部
は抵抗（Ｒ１８）を）通って流れる。なぜなら、抵抗（
Ｒ１２）（１〜３にΩ程度）が抵抗（Ｒ１７）Ｃ数１０
Ω程度）に比べて充分大きく選定されているので、前記
電流Ｉｆは上記抵抗（Ｒ１２）を介して殆んど流れない
からである。
と同一であるから説明を省略し、上記ドライブ回路（Ｓ
Ｋ）について考える。即ち、この回路（ＳＫ ）内の定
電流回路（ＣＡ）に於いて、トランジスタ（ＴＲ５）は
、スイッチングトランジスタ（ＴＲ４）のオン期間に帰
還巻線（ＮＢ）のｅ、０間に発生する電圧（第４図に）
参照）によってオンするよう、抵抗（Ｒ１６）とツェナ
ーダイオード（Ｄ １０ ’）によってバイアスされて
いるので、上記オン期間の正帰還電流Ｉｆは主に上記ト
ランジスタ（ＴＲ５）のコレクタ・エミッタ間を（一部
は抵抗（Ｒ１８）を）通って流れる。なぜなら、抵抗（
Ｒ１２）（１〜３にΩ程度）が抵抗（Ｒ１７）Ｃ数１０
Ω程度）に比べて充分大きく選定されているので、前記
電流Ｉｆは上記抵抗（Ｒ１２）を介して殆んど流れない
からである。
そこで、今、ダイオード（Ｄ８）のアノード側を基準点
として考えると、前記トランジスタ（ＴＲ，５）のエミ
ッタ電位は、Ｄｌｏのツェナー電圧をＶｚと１．、ＴＲ
５のベース・エミッタ間電圧なＶＢＥとして、Ｖｚ−Ｖ
ＢＥで与えられるから、抵抗（Ｒ１７）を流れる電流は
（Ｖｚ−ＶＢＥ）／Ｒ１７となって一義的尾決まる。従
つ℃スイッチングトランジスタ（ＴＲ５）のべ＝スに供
給される正帰還電流Ｉｆが、帰還巻線（ＮＢ）のオン期
間の電圧即ち前述した入力電圧の変動に拘わらず、実質
的に一定となる訳である。
として考えると、前記トランジスタ（ＴＲ，５）のエミ
ッタ電位は、Ｄｌｏのツェナー電圧をＶｚと１．、ＴＲ
５のベース・エミッタ間電圧なＶＢＥとして、Ｖｚ−Ｖ
ＢＥで与えられるから、抵抗（Ｒ１７）を流れる電流は
（Ｖｚ−ＶＢＥ）／Ｒ１７となって一義的尾決まる。従
つ℃スイッチングトランジスタ（ＴＲ５）のべ＝スに供
給される正帰還電流Ｉｆが、帰還巻線（ＮＢ）のオン期
間の電圧即ち前述した入力電圧の変動に拘わらず、実質
的に一定となる訳である。
な２、上記抵抗（Ｒ１８）はＴＲ５での消費電力を低減
させるためのものであり、削除してもよい。また、ダイ
オード（Ｄ８）’は起動抵抗（Ｒ２）を通って流れる起
動電流Ｉｓが帰還巻線（ＮＢ）の方向に流入しないよう
に阻止するように作用している。
させるためのものであり、削除してもよい。また、ダイ
オード（Ｄ８）’は起動抵抗（Ｒ２）を通って流れる起
動電流Ｉｓが帰還巻線（ＮＢ）の方向に流入しないよう
に阻止するように作用している。
更に、前記ドライブ回路（ＳＫ）内の前述したＲ１２と
０４は、スイッチングトランジスタ（ＴＲ４）のオフ期
間に帰還巻線（ＮＢ）の０１０間に発生する逆バイアス
電圧（第４図（ロ）参照）を上記ＴＲ４のペース・エミ
ッタ間に印加し、このＴＲ４をオフ状態に保持させる作
用を行なっているが、これは第１図の場合と全く同じで
ある。
０４は、スイッチングトランジスタ（ＴＲ４）のオフ期
間に帰還巻線（ＮＢ）の０１０間に発生する逆バイアス
電圧（第４図（ロ）参照）を上記ＴＲ４のペース・エミ
ッタ間に印加し、このＴＲ４をオフ状態に保持させる作
用を行なっているが、これは第１図の場合と全く同じで
ある。
以上説明したように、この改良した電源回路では、入力
電圧の変動に拘わらず、スイッチングトランジスタのオ
ン期間にこのトランジスタのペースに供給される正帰還
電流が、実質的に一足値になるよう制御しているので、
これまでの説明から明らかなように次の効果がある。す
なわち、（イ）スイッチングトランジスタのドライブ不
足及びオーバードライブの程度を減少させることができ
、従って、入力電圧の変動に対する電源回路の安定化範
囲を拡大することができる。
電圧の変動に拘わらず、スイッチングトランジスタのオ
ン期間にこのトランジスタのペースに供給される正帰還
電流が、実質的に一足値になるよう制御しているので、
これまでの説明から明らかなように次の効果がある。す
なわち、（イ）スイッチングトランジスタのドライブ不
足及びオーバードライブの程度を減少させることができ
、従って、入力電圧の変動に対する電源回路の安定化範
囲を拡大することができる。
（ロ）１！Ｌ源スイッチ投入時及び過負荷時に入力電圧
が相当高い場合でも、スイッチングトランジスタのコレ
クタ電流が最大定格値以下或いは安全動作領域内に抑制
され、上記トランジスタの破壊を防止できる。
が相当高い場合でも、スイッチングトランジスタのコレ
クタ電流が最大定格値以下或いは安全動作領域内に抑制
され、上記トランジスタの破壊を防止できる。
斯上した改良電源回路では入力電圧がＡＣ３５■〜ＡＣ
２６４Ｖまでの広範囲の交流入力電圧に対応でざるが、
ドライブ回路（ＳＫ）は定電流回路（ＳＡ）によって一
定のドライブ電流を供給できるように配慮されている。
２６４Ｖまでの広範囲の交流入力電圧に対応でざるが、
ドライブ回路（ＳＫ）は定電流回路（ＳＡ）によって一
定のドライブ電流を供給できるように配慮されている。
しかしながら前述した如く、スイッチングトランジスタ
（ＴＲ４）のコレクタ電流は電源回路の出力電圧が一足
であれば、入力電圧に反比例する。即ち入力電圧が低い
い場合にはコレクタ電流を少なく流せば良い。そこで理
想的にはこのコレクタ電流に比例したベースドライブ電
流でスイッチングトランジスタ（ＴＲ４）を駆動してや
れば、電源回路の効率は最も良くなる。
（ＴＲ４）のコレクタ電流は電源回路の出力電圧が一足
であれば、入力電圧に反比例する。即ち入力電圧が低い
い場合にはコレクタ電流を少なく流せば良い。そこで理
想的にはこのコレクタ電流に比例したベースドライブ電
流でスイッチングトランジスタ（ＴＲ４）を駆動してや
れば、電源回路の効率は最も良くなる。
（ハ）発明の目的
本発明は斯点に鑑みてなされ、交流入力電圧の高低に応
じてスイッチングトランジスタ（ＴＲ４）のベースドラ
イブ電流を自動的に切替える動作効率の改善をしたスイ
ッチング制御型電源回路を実現することを目的とする。
じてスイッチングトランジスタ（ＴＲ４）のベースドラ
イブ電流を自動的に切替える動作効率の改善をしたスイ
ッチング制御型電源回路を実現することを目的とする。
゛
（ロ）発明の構成
本発明に依れば、非安定直流入力をコンバニタトランス
の入力巻線に印加し、該入力巻線をスイッチングトラン
ジスタのコレクタに直列に接続シ、前記トランスの帰還
巻線から前記スイッチングトランジスタのベースに正帰
還させてブロッキング発振を行なわせ、前記トランスの
帰還巻線から得る直流電圧の変動を検出して前記トラン
スの出力＄蛸Ｍ ＬＬ＋−４−１１ｍ ｒ′Ｉ″：ｓｚ
壱ロル−＋ ０ Ａｔ ｍ Ｗ 鮨Ｌ） −ｙ ノー
、 ａｌ−ングトランジスタのタイミングを制御するス
イッチング制御型電源回路に於いて、前記帰還巻線と前
記スイッチングトランジスタのベース間に第１ドライブ
回路と第２ドライブ回路を並列して設は前記非安定直流
入力の増減に伴い切換え又用い、前記非安定直流入力電
圧が一定以上になったときドライブ電流を減少させるよ
うに構成されている。
の入力巻線に印加し、該入力巻線をスイッチングトラン
ジスタのコレクタに直列に接続シ、前記トランスの帰還
巻線から前記スイッチングトランジスタのベースに正帰
還させてブロッキング発振を行なわせ、前記トランスの
帰還巻線から得る直流電圧の変動を検出して前記トラン
スの出力＄蛸Ｍ ＬＬ＋−４−１１ｍ ｒ′Ｉ″：ｓｚ
壱ロル−＋ ０ Ａｔ ｍ Ｗ 鮨Ｌ） −ｙ ノー
、 ａｌ−ングトランジスタのタイミングを制御するス
イッチング制御型電源回路に於いて、前記帰還巻線と前
記スイッチングトランジスタのベース間に第１ドライブ
回路と第２ドライブ回路を並列して設は前記非安定直流
入力の増減に伴い切換え又用い、前記非安定直流入力電
圧が一定以上になったときドライブ電流を減少させるよ
うに構成されている。
（ホ）実施例
本発明に依る一実施例を第５図に示す。なお第１図およ
び第３図と同一構成要素には同一図番あるいは同一符号
を付した。
び第３図と同一構成要素には同一図番あるいは同一符号
を付した。
本発明ではドライブ回路（ＳＫ）を次のように構成した
点を特徴としている。即ちドライブ回路（ＳＫ）Ｙ第１
ドライブ回路（ＣＡ）と第２ドライブ回路（ＣＢ）より
形成し、第１ドライブ回路（ＣＡ）は第３図に示した定
電流回路をそのまま用い、第２ドライブ回路（ＣＢ）は
トランジスタ（ＴＲ６）とツェナーダイオード（Ｄｌｌ
）および抵抗（Ｒ１９）より構成される。
点を特徴としている。即ちドライブ回路（ＳＫ）Ｙ第１
ドライブ回路（ＣＡ）と第２ドライブ回路（ＣＢ）より
形成し、第１ドライブ回路（ＣＡ）は第３図に示した定
電流回路をそのまま用い、第２ドライブ回路（ＣＢ）は
トランジスタ（ＴＲ６）とツェナーダイオード（Ｄｌｌ
）および抵抗（Ｒ１９）より構成される。
第２ドライブ回路（ＣＢ）のトランジスタ（ＴＲ６）は
スイッチングトランジスタ（ＴＲ４）のベースにエミッ
タを、トランジスタ（ＴＲ５）のベースにエミッタを接
続し、トランジスタ（ＴＲ６）のベースには直列にツェ
ナーダイオード（ＤＩ ｉ ）と抵抗（Ｒｉ９）を介し
て帰還巻線（ＮＢ）の端子ｅに接続されて゛いる。
スイッチングトランジスタ（ＴＲ４）のベースにエミッ
タを、トランジスタ（ＴＲ５）のベースにエミッタを接
続し、トランジスタ（ＴＲ６）のベースには直列にツェ
ナーダイオード（ＤＩ ｉ ）と抵抗（Ｒｉ９）を介し
て帰還巻線（ＮＢ）の端子ｅに接続されて゛いる。
斯るドライブ回路（ＳＫ）の動作について説明する。帰
還巻線（ＮＢ）の端子ｅの電位は直流入力電圧に比例し
て太ぎくなる。この電位は第２ドライブ回路にも印加さ
れ、ツェナーダイオード（Ｄｌｌ）が導通してトランジ
スタ（ＴＲ６）が導通する交流入力電圧をＡＣ１６０Ｖ
付近になるように設定する。すると交流入力電圧がＡＣ
１６０・Ｖ以下の領域では第２ドライブ回路は導通せず
、第１ドライブ回路のみが正常に働きスイッチングトラ
ンジスタ（ＴＲ４）のベースに定電流回路から十分なド
ライブ電流を供給してＡＣ３５Ｖ付近の減電圧時にも十
分なレギュレーション特性が得られる。次に交流入力電
圧がＡＣ１６０Ｖ以上になると第２ドライブ回路（ＣＢ
）のツェナーダイオード（ＤＩ １ ）が導通してトラ
ンジスタ（ＴＲ６）も導通する。この結果ツェナーダイ
オード（ＤＩ Ｏ）の電圧が０に等しくなるためトラン
ジスタ（ＴＲ５）は遮断し、第１ドライブ回路（ＣＡ）
は働かない。このためにスイッチングトランジスタ（Ｔ
Ｒ４）のベースには抵抗（Ｒ１６）と抵抗（Ｒ１９）に
よる電流のみが流れ、この時のドライブ電流を第１ドラ
イブ回路（ＣＡ）のドライブ電流の約１／２〜１／３程
度に設定する。
還巻線（ＮＢ）の端子ｅの電位は直流入力電圧に比例し
て太ぎくなる。この電位は第２ドライブ回路にも印加さ
れ、ツェナーダイオード（Ｄｌｌ）が導通してトランジ
スタ（ＴＲ６）が導通する交流入力電圧をＡＣ１６０Ｖ
付近になるように設定する。すると交流入力電圧がＡＣ
１６０・Ｖ以下の領域では第２ドライブ回路は導通せず
、第１ドライブ回路のみが正常に働きスイッチングトラ
ンジスタ（ＴＲ４）のベースに定電流回路から十分なド
ライブ電流を供給してＡＣ３５Ｖ付近の減電圧時にも十
分なレギュレーション特性が得られる。次に交流入力電
圧がＡＣ１６０Ｖ以上になると第２ドライブ回路（ＣＢ
）のツェナーダイオード（ＤＩ １ ）が導通してトラ
ンジスタ（ＴＲ６）も導通する。この結果ツェナーダイ
オード（ＤＩ Ｏ）の電圧が０に等しくなるためトラン
ジスタ（ＴＲ５）は遮断し、第１ドライブ回路（ＣＡ）
は働かない。このためにスイッチングトランジスタ（Ｔ
Ｒ４）のベースには抵抗（Ｒ１６）と抵抗（Ｒ１９）に
よる電流のみが流れ、この時のドライブ電流を第１ドラ
イブ回路（ＣＡ）のドライブ電流の約１／２〜１／３程
度に設定する。
更に詳述すれば、第１ドライブ回路（ＣＡ）のドライブ
電流■ゎ、は ＩＤ＋ ＝ Ｖ＝＋ｏ ／ Ｒ＋７ で与えられ、第２ドライブ回路（ＣＢ）のドライブ電流
ＩＤ２は ■ゎ、コ Ｖｘ／ Ｒ＋ｓ で与えられろ。ただしｖｘ はスイッチングトランジス
タ（ＴＲ４）のベースとトランジスタ（ＴＲ５）のコレ
クタ間の電圧である。そしてこの両者のドライブ電流を Ｉｏ１ヨ（２〜３）ＩＤ２ なる関係に設定するのである。
電流■ゎ、は ＩＤ＋ ＝ Ｖ＝＋ｏ ／ Ｒ＋７ で与えられ、第２ドライブ回路（ＣＢ）のドライブ電流
ＩＤ２は ■ゎ、コ Ｖｘ／ Ｒ＋ｓ で与えられろ。ただしｖｘ はスイッチングトランジス
タ（ＴＲ４）のベースとトランジスタ（ＴＲ５）のコレ
クタ間の電圧である。そしてこの両者のドライブ電流を Ｉｏ１ヨ（２〜３）ＩＤ２ なる関係に設定するのである。
本発明のドライブ回路（ＳＫ）による効率の改善を第６
図に示す。交流入力電圧の低い領域（ＡＣ８５Ｖ〜ＡＣ
１６０Ｖ）の減電圧時のレギュレーションは第１ドライ
ブ回路の定電流回路で維持されており、交流入力電圧の
高い領域（ＡＣ１６０■〜ＡＣ２６４Ｖ）での動作効率
ηは第２ドライブ回路でドライブ電流を半分以下に減少
させるので大巾に改善されている。
図に示す。交流入力電圧の低い領域（ＡＣ８５Ｖ〜ＡＣ
１６０Ｖ）の減電圧時のレギュレーションは第１ドライ
ブ回路の定電流回路で維持されており、交流入力電圧の
高い領域（ＡＣ１６０■〜ＡＣ２６４Ｖ）での動作効率
ηは第２ドライブ回路でドライブ電流を半分以下に減少
させるので大巾に改善されている。
（へ）発明の効果
本発明に依ればＡＣ３５ＶからＡＣ２６４Ｖまでの広範
囲の交流人力に対して対応できる電源回路を実現できる
。またドライブ回路の切替により広範囲の交流入力に対
して動作効率の良い電源回路を実現できる。更に交流入
力電圧の高い領域ではベースドライブ電流を小さく抑え
られているので、スイッチ０８時および負荷ショート時
のスイッチングトランジスタ（ＴＲ４）＆Ｃかかる負担
を？」１さくでき安全な動作を行なえる。
囲の交流人力に対して対応できる電源回路を実現できる
。またドライブ回路の切替により広範囲の交流入力に対
して動作効率の良い電源回路を実現できる。更に交流入
力電圧の高い領域ではベースドライブ電流を小さく抑え
られているので、スイッチ０８時および負荷ショート時
のスイッチングトランジスタ（ＴＲ４）＆Ｃかかる負担
を？」１さくでき安全な動作を行なえる。
第１図は従来のスイッチング制御型電源回路を示す回路
図、第２図はその入力電圧とスイッチングトランジスタ
のコレクタ消費電力との関係を示す特性図、第３図は従
来の改良したスイッチング制御型電源回路の一例を示す
回路図、第４図は第１図及び第３図の回路の各部の電圧
、電流波形図、第５図は本発明のスイッチング制御型電
源回路を示す回路図、第６図は従来と本発明との動作効
率を示す特性図である。 主な図番の説明 （１）は入力整流部、（２）はブロッキング発振器、（
３）はコンバータトランス、（４）は誤差検出部、（５
）は制御回路部、（６）は出力整流部、（ＴＲ４）はス
イッチングトランジスタ、（ＣＡ）は第１ドライブ回蕗
、（ＣＢ）は第２ドライブ回路である□出願人 三洋電
機株式会社 外１名 代理人 弁理士 佐 野 静 夫
図、第２図はその入力電圧とスイッチングトランジスタ
のコレクタ消費電力との関係を示す特性図、第３図は従
来の改良したスイッチング制御型電源回路の一例を示す
回路図、第４図は第１図及び第３図の回路の各部の電圧
、電流波形図、第５図は本発明のスイッチング制御型電
源回路を示す回路図、第６図は従来と本発明との動作効
率を示す特性図である。 主な図番の説明 （１）は入力整流部、（２）はブロッキング発振器、（
３）はコンバータトランス、（４）は誤差検出部、（５
）は制御回路部、（６）は出力整流部、（ＴＲ４）はス
イッチングトランジスタ、（ＣＡ）は第１ドライブ回蕗
、（ＣＢ）は第２ドライブ回路である□出願人 三洋電
機株式会社 外１名 代理人 弁理士 佐 野 静 夫
Claims (1)
- （１）非安定直流入力をコンバータトランスの入力巻線
に印加し、該入力巻線をスイッチングトランジスタのコ
レクタに直列に接続し、前記トランスノ帰還巻線から前
記スイッチングトランジスタのペースに正帰還させてブ
ロッキング発振を行なわせ、前記トランスの帰還巻線か
ら得る直流電圧の変動を検出して前記トランスの出力巻
線の出力電圧の安定化を行う様に前記スイッチングトラ
ンジスタのタイミングを制御するスイッチング制御型電
源回路に於いて、前記帰還巻線と前記スイッチングトラ
ンジスタのペース間に第１ドライブ回路と第２ドライブ
（ロ）路を並列して設は前記非安定直流入力の増減に伴
い切換えて用い、前記非安定直流入力電圧が一定以上に
なったとぎドライブ電流を減少させることを特徴とする
スイッチング制御型電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9201984A JPS60237862A (ja) | 1984-05-08 | 1984-05-08 | スイツチング制御型電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9201984A JPS60237862A (ja) | 1984-05-08 | 1984-05-08 | スイツチング制御型電源回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60237862A true JPS60237862A (ja) | 1985-11-26 |
Family
ID=14042819
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9201984A Pending JPS60237862A (ja) | 1984-05-08 | 1984-05-08 | スイツチング制御型電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60237862A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61157265A (ja) * | 1984-12-27 | 1986-07-16 | Sanken Electric Co Ltd | トランジスタ直流変換器 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS592570A (ja) * | 1982-06-25 | 1984-01-09 | Sanyo Electric Co Ltd | スイツチング制御型電源回路 |
-
1984
- 1984-05-08 JP JP9201984A patent/JPS60237862A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS592570A (ja) * | 1982-06-25 | 1984-01-09 | Sanyo Electric Co Ltd | スイツチング制御型電源回路 |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61157265A (ja) * | 1984-12-27 | 1986-07-16 | Sanken Electric Co Ltd | トランジスタ直流変換器 |
| JPH0318431B2 (ja) * | 1984-12-27 | 1991-03-12 | Sanken Electric Co Ltd |
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