JP3454308B2 - 定電圧電源装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、電力容量の小さい
負荷に直流電圧を供給するために好適なオン・オフ制御
型定電圧電源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来の典型的なチョッパ型定電圧電源装
置は、整流回路と、入力平滑回路と、スイッチング回路
と、リアクトルを含む出力整流平滑回路とから成る。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】ところで、従来のスイ
ッチング方式の定電圧電源装置は、入力平滑回路及びリ
アクトルを含む出力平滑回路を設けるために必然的に大
型且つコスト高になった。

【０００４】そこで、本発明の目的は、小型化及び低コ
スト化を図ることができる定電圧電源装置を提供するこ
とにある。

【０００５】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決し、上記
目的を達成するための本発明は、正弦波の単相交流電圧
を供給するための交流電源手段と、前記交流電源手段に
接続され且つ前記単相交流電圧の半波又は両波整流波形
に相当する平滑されていない脈流電圧を出力するように
形成されている交流―脈流変換手段と、前記平滑されて
いない脈流電圧が印加されるように前記交流―脈流変換
手段の第１及び第２の脈流電圧出力端子間に接続された
電子スイッチと出力平滑用コンデンサとの直列回路と、
前記第１の脈流電圧出力端子と前記電子スイッチの制御
端子との間に接続されたオン駆動用抵抗又は定電流源回
路から成るオン駆動回路と、帰還制御するために前記出
力平滑用コンデンサの電圧を検出するための電圧検出手
段と、基準電圧を与える基準電圧手段と、前記電圧検出
手段から得られた検出電圧と前記基準電圧手段の基準電
圧とを比較する比較部と、前記電子スイッチの制御端子
と前記第２の脈流電圧出力端子との間に接続され且つ前
記検出電圧が前記基準電圧よりも高いことを示す前記比
較部の出力に応答してオンになるオフ制御用スイッチ
と、前記電子スイッチの制御端子と前記第２の脈流電圧
出力端子との間に接続された過電流防止用トランジスタ
と、前記第１の脈流電圧出力端子と前記過電流防止用ト
ランジスタのベースとの間に前記オン駆動回路又は抵抗
を介して接続され且つその降伏電圧（Ｖｚ）が前記出力
平滑用コンデンサの電圧と前記交流電圧のピーク値と間
に設定されている定電圧ダイオードと、前記コンデンサ
の両端に負荷を接続するための手段と、を有し，且つ前
記電子スイッチと前記出力平滑用コンデンサと間に平滑
用リアクトルが接続されていないことを特徴とする定電
圧電源装置に係わるものである。

【０００６】なお、請求項２に示すように、干渉防止用
抵抗を接続することができる。また、請求項３に示すよ
うに、定電流回路を設けることができる。また、請求項
４に示すように、スイッチを逆方向阻止型電子スイッチ
とすることによって交流―脈流変換手段を省くことがで
きる。

【０００７】

【発明の効果】各請求項の発明によれば、入力平滑回路
及び出力平滑用リアクトルを設けないので、オン・オフ
制御型定電圧電源装置の小型化及び低コスト化を図るこ
とができる。また、交流電圧のピーク値及びこの近傍で
の電子スイッチのオンを防止することができるので、電
子スイッチを通って過大電流が流れることを防ぐことが
できる。また、請求項２及び３の発明によれば、相互干
渉を抑制して閉ループ制御動作の安定性を向上させるこ
とができる。また、請求項４の発明によれば、入力平滑
回路と出力平滑用リアクトルのみでなく交流―脈流変換
手段も設けないので、オン・オフ制御型定電圧電源装置
の小型化及び低コスト化を更に進めることができる。

【０００８】

【実施形態及び実施例】次に、図１〜図１６を参照して
本発明の実施形態及び実施例について説明する。

【０００９】

【第１の実施例】図１は第１の実施例のオン・オフ制御
型定電圧電源装置の基本回路部分を示す。この基本回路
部分は、交流電源手段としての交流電源１と、電子スイ
ッチとしてのトランジスタから成る主スイッチ２と、出
力平滑用コンデンサ３と、負荷４と、交流―脈流変換手
段５と、オン駆動回路としてのオン駆動用又は起動用抵
抗６と、電圧検出回路７と、基準電圧手段としてのツェ
ナーダイオード８と、オフ制御回路９とを有する。

【００１０】交流電源１は、第１及び第２の電源端子１
ａ、１ｂに例えば５０Hzの正弦波単相交流電圧Ｖacを供
給するものである。交流電圧Ｖacは商用交流電源電圧そ
のもの又はこれをトランスで電圧交換したものである。
この交流電圧Ｖacを８０〜２８０Ｖのように変えること
ができる。交流―脈流変換手段５は、ダイオードＤから
成り、第１及び第２の脈流電圧出力端子３１、３２を有
している。ダイオードＤは第１の電流端子１ａと第１の
脈流出力端子３１との間に接続され、第２の脈流出力端
子３２は第２の電源端子１ｂに接続されている。従っ
て、第１及び第２の脈流電圧出力端子３１、３２間に
は、単相交流電圧Ｖacを半波整流した波形に相当する図
２（Ａ）及び図３（Ａ）に示す脈流電圧Ｖinが得られ
る。なお、図２（Ａ）及び図３（Ａ）にはダイオ−ドＤ
で除去された交流電圧Ｖacの負の半波が点線で示されて
いる。

【００１１】電子スイッチとしてのトランジスタから成
る主スイッチ２の一端（コレクタ）は平滑回路を介さな
いで第１の脈流電圧出力端子３１に接続され、この他端
（エミッタ）はコンデンサ３を介して第２の脈流電圧出
力端子３２に接続されている。即ち、主スイッチ２とコ
ンデンサ３との直列回路が平滑回路を介さないで第１及
び第２の脈流電圧出力端子３１、３２間に接続されてい
る。従って、主スイッチ２とコンデンサ３との直列回路
の両端には半波整流波形の脈流電圧Ｖinが印加される。
また、本発明の実施形態では、チョッパ型定電圧電源回
路で一般的に設けられる主スイッチと出力平滑用コンデ
ンサとの間の平滑用リアクトルが設けられておらず、コ
ンデンサ３が主スイッチ２に直接に接続されている。コ
ンデンサ３に接続された対の直流出力端子４ａ、４ｂは
負荷接続手段であって、この端子４ａ、４ｂ間に負荷４
が接続されている。

【００１２】主スイッチ２のオン駆動回路としての起動
抵抗６は第１の脈流電圧出力端子３１と主スイッチ２の
制御端子（ベース）との間に接続されている。出力電圧
検出回路７は抵抗７ａ、７ｂから成り、コンデンサ３に
並列に接続されている。従って、抵抗７ａ、７ｂの接続
点１０とグランド側の第２の脈流電圧出力端子３２との
間には出力電圧Ｖ0 に比例した検出電圧Ｖ10が得られ
る。

【００１３】オフ制御回路９は、定電圧制御の負帰還制
御ループを形成するものであって、比較部としての比較
用トランジスタ１１とオフ制御用トランジスタ１２とか
ら成る。ＮＰＮ型の比較用トランジスタ１１のベースは
電圧検出回路７の接続点１０に接続され、このエミッタ
は基準電圧手段としてのツェナーダイオード８に接続さ
れている。ツェナーダイオード８のカソードは抵抗１３
を介してコンデンサ３の一端に接続され、アノードはコ
ンデンサ３の他端に接続され、ツェナー電圧Ｖr は接続
点１０の検出電圧Ｖ10の目標値に設定されている。比較
用トランジスタ１１のコレクタはＰＮＰ型のオフ制御用
トランジスタ１２のベースに接続されている。オフ制御
用トランジスタ１２のエミッタは主スイッチ２のベース
に接続され、コレクタは第２の脈流電圧出力端子３２に
接続されている。

【００１４】次に、図２及び図３を参照して図１の電源
装置の動作を説明する。図２は負荷４が比較的重い場合
の定常状態における各部の状態を概略的に示す。電源１
から正弦波単相交流電圧Ｖacを供給すると、第１及び第
２の脈流電圧出力端子３１、３２間に図２（Ａ）及び図
３（Ａ）に示す脈流電圧Ｖinが得られる。主スイッチ２
の入力段に平滑回路が設けられていないので、主スイッ
チ２とコンデンサ３との直列回路に脈流電圧Ｖinが印加
される。コンデンサ３が全く充電されていないスタート
時には、正の半波からなる脈流電圧Ｖinの大部分におい
て起動抵抗６を介して主スイッチ２に駆動用ベース電流
が流れ、主スイッチ２がオンになり、コンデンサ３の初
期充電が行われる。検出電圧Ｖ10が基準電圧Ｖr に達す
ると、主スイッチ２がオフ制御され、出力電圧Ｖ0 の上
昇が制限される。ｔ0 時点で電源電圧Ｖacの正の半波か
らなる脈流電圧Ｖinが立上るが、コンデンサ３が出力電
圧Ｖ0 に充電されているとすれば、脈流電圧Ｖinとコン
デンサ３の電圧Ｖ0との差が主スイッチ２に印加され
る。従って、図２（Ｄ）に示すようにオフ制御信号Ｖco
n がＨ即ち高レベルであり、オフ制御用トランジスタ１
２がオフであっても、主スイッチ２のベース・エミッタ
間が逆バイアスされ、主スイッチ２がオフに保たれる。
脈流電圧Ｖinがｔ1 時点でコンデンサ３の電圧Ｖ0 より
も高くなると、主スイッチ２が順バイアス状態となり、
オンになる。これにより、主スイッチ２に電流Ｉc が流
れ、コンデンサ３が充電され、且つ負荷４に電力が供給
される。コンデンサ３の電圧Ｖ0 が充電によって上昇
し、検出電圧Ｖ10が図２（Ｃ）に示すようにｔ2 時点で
基準電圧Ｖr を横切ると、比較用トランジスタ１１がオ
ンになり、オフ制御信号Ｖcon が図２（Ｄ）に示すよう
にＬ即ち低レベルになる。これにより、オフ制御用トラ
ンジスタ１２がオンになるが、寄生容量のために主スイ
ッチ２のベースは直ちにグランドレベルにならず、ｔ2
よりも少し遅れて低いレベルになり、主スイッチ２がオ
フ制御される。主スイッチ２がオフになると、コンデン
サ３の充電が中止され、負荷４にはコンデンサ３から電
力が供給される。コンデンサ３の放電によってこの電圧
Ｖ0 は徐々に低下し、検出電圧Ｖ10が図２のｔ3 時点で
基準電圧Ｖr よりも低くなると、比較用トランジスタ１
１がオフになり、オフ制御信号Ｖcon が高レベルにな
り、オフ制御用トランジスタ１２がオフに転換し、主ス
イッチ２が起動抵抗６を介してオン駆動される。ｔ0 〜
ｔ8の電源電圧Ｖinの正の半波期間であると共に出力電
圧Ｖ0 が電源電圧Ｖinよりも低い期間においては、図２
（Ｄ）のオフ制御信号Ｖcon に依存して主スイッチ２が
オンオフするが、ｔ8 〜ｔ10に示す電源電圧Ｖacの負の
半波期間には脈流電圧Ｖinが出力電圧Ｖ0 よりも低い零
ボルトとなるので、オフ制御信号Ｖcon のＨとＬとに無
関係に主スイッチ２はオフに保たれる。このため、図２
ではｔ9 〜ｔ11期間にオフ制御信号Ｖcon がＨとなり、
主スイッチ２のオン指令になっているにも拘らず、主ス
イッチ２はオフに保たれ、出力電圧Ｖ0 及び検出電圧Ｖ
10は徐々に低下する。ｔ10以後の電源電圧Ｖacの次の正
の半波期間には、前の正の半波期間と同様な動作が生じ
る。この結果、実施例の電源装置では、自励発振による
チョッパ動作が生じる。

【００１５】図３は負荷４が軽い場合の図１の各部の状
態を図２と同様に示す。負荷４が軽い場合には、コンデ
ンサ３の放電による電圧低下が少なくなる。このため、
図３（Ｂ）に示すようにｔ1 〜ｔ2 期間に主スイッチ２
がオンになってコンデンサ３が充電されると、電源電圧
Ｖacの正の半波期間ｔ0 〜ｔ4 において検出電圧Ｖ10が
基準電圧Ｖｒよりも高く保たれ、主スイッチ２はオンに
ならない。従って、図３では電源電圧Ｖac各正の半波期
間に１回のみ主スイッチ２がオンになる。図３において
電源電圧Ｖａの負の半波の期間には図２の場合と同様に
主スイッチ２はオンならない。なお、負荷４が更に軽く
なると、電源電圧Ｖacの複数サイクルに１回の割合で主
スイッチ２がオンになる。

【００１６】上述から明らかなように本実施例の基本回
路部分によれば、入力段に平滑回路が設けられておら
ず、且つチョッパ用主スイッチ２とコンデンサ３との間
に平滑用リアクトルが設けられていないので、自励発振
型チヨッパ回路から成る定電圧電源装置の低コスト化及
び小型化を図ることができる。また、電源電圧Ｖacが例
えば８０〜２８０Ｖのように広範囲に変化する場合であ
っても、出力電圧Ｖ0 の定電圧化を図ることができる。

【００１７】

【第１の実施例の全体回路】次に、図１の基本回路部分
に過電流防止回路を付加したものに相当する図４に示す
第１の実施例の電源装置を説明する。但し、図４及び後
述する図５〜図１６において、図１と同一の部分及び相
互に共通する部分には同一の符号を付してその説明を省
略する。

【００１８】図４の電源装置は新たに過電流防止用トラ
ンジスタ２１と、定電圧ダイオードとしてのツェナーダ
イオード２２とを設けた点を除いて図１と同一に構成し
たものである。ＮＰＮ型の過電流防止用トランジスタ２
１のコレクタはオフ制御用トランジスタ１２のエミッタ
及び主スイッチ２の制御端子に接続され、エミッタは第
２の脈流電圧出力端子３２に接続され、ベースは過電流
防止用ツェナーダイオード２２を介して起動抵抗６に接
続されている。なお、ツェナ−ダイオ−ド２２のカソ−
ドを起動抵抗６とは別なツエナ−ダイオ−ド専用の抵抗
(図示せず)を介して第１の脈流電圧出力端子３１に接続
することができる。

【００１９】過電流防止用ツェナーダイオード２２は電
源電圧Ｖacの正の半波で降伏する方向性を有している。
また、ツェナーダイオード２２の降伏電圧Ｖz は、図２
に示すよう出力電圧Ｖ0 よりも高く且つ脈流電圧Ｖinの
π／２時点のピーク値よりも低い値に設定されている。

【００２０】図４の電源装置では、脈流電圧Ｖinがツェ
ナーダイオード２２の降伏電圧Ｖzとトランジスタ２１
のベース・エミッタ間電圧ＶBEとの和Ｖz ＋ＶBEよりも
高い時にツェナーダイオード２２及びトランジスタ２１
が導通状態となり、主スイッチ２の制御端子（ゲート）
が第２の脈流電圧出力端子３２に接続され、出力電圧Ｖ
0 の高低に無関係にオフに保たれる。従って、主スイッ
チ２の最大電流を図１の回路よりも低くすることができ
る。この結果、主スイッチ２のコストの低減及び小型化
を図ることができる。

【００２１】

【第２の実施例】図５に示す第２の実施例の電源装置
は、相互干渉防止用抵抗２３を新たに設けた他は図４と
同一に構成したものである。相互干渉防止用抵抗２３
は、ツェナーダイオード２２のカソードと主スイッチ２
の制御端子との間に接続されている。

【００２２】第１の実施例を示す図４の回路では、主ス
イッチ２のベース電圧が出力電圧Ｖ0と主スイッチ２の
ベース・エミッタ間電圧ＶBE1との和となり、またツェ
ナーダイオード２２の電圧Ｖzとトランジスタ２１のベ
ース・エミッタ間電圧ＶBE2との和でもあり、これらが
相互に干渉するため、電圧変動幅が大きくなることがあ
る。これに対し、図５の回路では、抵抗２３が電圧を分
担し、ツェナーダイオード２２及びトランジスタ２１の
出力電圧Ｖ0 への干渉が少なくなる。なお、第２の実施
例は第１の実施例と同一の効果も有する。

【００２３】

【第３の実施例】図６の第３の実施例の電源装置は、ツ
ェナーダイオード２２の干渉を更に良好に防ぐために、
図５の抵抗２３の代りに定電流源２３ａを設けた他は図
５と同一に構成したものである。定電流源２３ａは起動
抵抗６と主スイッチ２の制御端子（ベース）との間に接
続されている。即ち、定電流源２３ａはツェナーダイオ
ード２２のカソードとトランジスタ１２のエミッタとの
間に接続されている。

【００２４】前述した第２の実施例の電源装置において
起動抵抗６の値を比較的大きく設定すれば、相互干渉防
止用抵抗２３の値も比較的大きくなる。この結果、主ス
イッチ２の制御端子（ベース）に対して十分な駆動電流
を供給することができなくなる。これに対して、図６の
第３の実施例では定電流源２３ａが設けられているの
で、主スイッチ２に十分な駆動電流（ベース電流）を供
給することができる。なお、定電流源２３ａは、周知の
ように極めて大きな内部抵抗を有する回路であるから、
ツェナーダイオード２２の出力電圧Ｖ0 に対する干渉を
良好に防ぐことができる。なお、第３の実施例は第１の
実施例と同一の効果も有する。

【００２５】

【第４の実施例】図７に示す第４の実施例の電源装置
は、第２の定電流源２４を新たに設けた他は、図６と同
一に構成したものである。第２の定電流源２４は第１の
定電流源２３ａの出力端とトランジスタ１２のエミッタ
及びトランジスタ２１のコレクタとの間に設けられてい
る。

【００２６】第２の定電流源２４は、オフ制御用トラン
ジスタ１２及び過電流防止用トランジスタ２１の電流を
制限するために設けられている。もし、主スイッチ２の
オフ制御を急速に行うと、主スイッチ２の両端に高いス
パイク電圧が発生し、ノイズが問題になる。そこで、図
７の回路ではトランジスタ１２及び２１に流れる電流を
第１及び第２の定電流源２３ａ、２４で制限し、主スイ
ッチ２のターンオフの切換速度を遅くしてスパイク電圧
のレベルを抑制している。なお、第４の実施例は第１の
実施例と同一の効果も有する。

【００２７】

【第５の実施例】図８に示す第５の実施例の定電圧電源
装置の基本回路部分は、図１の半波整流回路から成る交
流−脈流変換手段５を全波整流回路から成る交流−脈流
変換手段５ａに変形した他は図１と同一に構成したもの
である。図８の交流−脈流変換手段５ａは第１〜第４の
ダイオ−ドＤ1〜Ｄ4のブリッジ接続回路から成る全波整
流回路を交流電源１に接続することによって構成されて
いる。従って、第１及び第２の脈流電圧出力端子３１、
３２間には図９（Ａ）に示す両波整流波形に相当する脈
流電圧Ｖｉｎが得られ、これが主スイッチ２とコンデン
サ３との直列回路に印加される。これにより、主スイッ
チ２の電流Ｉｃは図９（Ｂ）に示すように流れる。

【００２８】図８のチヨッパ型定電圧電源装置において
も入力平滑回路及び出力平滑用リアクトルが設けられて
いないので、第１の実施例と同一の効果を得ることがで
きる。なお、図４、図５、図６、図７の交流−脈流変換
手段５を図８の交流−脈流変換手段５ａに変形すること
ができる。

【００２９】

【第６の実施例】図１０に示す第６の実施例の定電圧電
源装置の基本回路部分は、図１の半波整流回路から成る
交流−脈流変換手段５を両波整流回路から成る交流−脈
流変換手段５ｂに変形し、且つ主電源回路３３と主負荷
３４とコンデンサＣ1とを付加した他は図１と同一に構
成されている。図１０の交流−脈流変換手段５ｂは、第
１〜第４のダイオ−ドＤ1〜Ｄ4のブリッジ回路と、第５
及び第６のダイオ−ドＤ5、Ｄ６との組み合せから成
る。第１〜第４のダイオ−ドＤ1〜Ｄ4から成るブリッジ
回路の交流入力端子は交流電源１に接続され、直流出力
端子は主電源回路３３に接続されている。主電源回路３
３は負荷４よりも大きい負荷３４に電力を供給するもの
であり、入力段に平滑用コンデンサＣ1を有している。
交流−脈流変換手段５ｂの第５のダイオ−ドＤ5は第１
の電源端子１ａと第１の脈流電圧出力端子３１との間に
接続され、第６のダイオ−ドＤ6は第２の電源端子１ｂ
と第１の脈流電圧出力端子３１との間に接続されてい
る。第２の脈流電圧出力端子３２はダイオ−ドＤ1〜Ｄ4
から成るブリッジ回路のグランド側出力端子に接続され
ている。

【００３０】図１０の交流−脈流変換手段５ｂによって
も図８の場合と同様に両波整流波形に相当する脈流電圧
Ｖｉｎを得ることができる。従って、図１０の回路によ
っても図１及び図８の回路と同一の効果を得ることがで
きる。また、図１０の交流−脈流変換手段５ｂは、主電
源回路３３のためのダイオ−ドＤ1〜Ｄ4から成るブリッ
ジ回路を脈流電圧を得るために兼用しているので、全体
として回路構成を簡略化できる。なお、図１０の交流−
脈流変換手段５ｂを図４、図５、図６、図７の交流−脈
流変換手段５の代わりに使用することができる。

【００３１】

【第７の実施例】図１１に示す第７の実施例の定電圧装
置の基本回路部分は、図１の交流−脈流変換手段５を変
形した交流−脈流変換手段５ｃを設け、この他は図１と
同一に構成したものである。図１１の交流−脈流変換手
段５ｃは１次巻線Ｎ1と２次巻線Ｎ2とを有するトランス
と第１及び第２のダイオ−ドＤ1、Ｄ2とから成る。１次
巻線Ｎ1は交流電源１に接続されている。２次巻線Ｎ2は
第１及び第２の部分Ｎ2ａ、Ｎ2ｂに分割され、センタタ
ップＰ0を有する。第１及び第２のダイオ−ドＤ1、Ｄ2
は２次巻線Ｎ2の一端及び他端と第1の脈流電圧出力端子
３１との間に接続されている。センタタップＰ0は第2の
脈流電圧出力端子３２に接続されている。

【００３２】図１１の交流−脈流変換手段５ｃは図8と
同様に単相交流電圧の両波整流波形に相当する脈流電圧
Ｖｉｎを出力端子３１、３２に発生する。従って、図１
１の実施例によっても図８の実施例と同一の効果を得る
ことができる。なお、図１１の交流−脈流変換手段５ｃ
を図４、図５、図６、図７の交流−脈流変換手段５の代
りに使用することができる。

【００３３】

【第８の実施例】図１２に示す第８の実施例の定電圧電
源装置の基本回路部分は、図１の起動抵抗６を定電流源
回路６ａに置き換え、この他は図１と同一に構成したも
のである。図１２の様に構成しても図１の実施例と同一
の効果を得ることができる。また、主スイッチ２の制御
端子に定電流を供給することによって主スイッチを安定
的に動作させることができる。なお、図１２の定電流源
回路６ａを、図４〜図８、図９、図１０、図１１及び図
１４の回路の起動抵抗６の代わりにも使用することがで
きる。

【００３４】

【第９の実施例】図１３は第９の実施例の定電圧電源装
置の基本回路部分を示す。この基本回路部分は、図１の
トランジスタからなる主スイッチ２を電界効果トランジ
スタ（ＦＥＴ）から成る主スイッチ２ａに置き換えた他
は、図１と同一に構成したものである。図１３の実施例
によっても図１の実施例と同一の効果を得ることができ
る。なお、図１３のＦＥＴからなる主スイッチ２ａを、
図４〜図８、図１０、図１１の主スイッチ２の代りに使
用することができる。

【００３５】

【第１０の実施例】図１４は第１０の実施例の定電圧電
源装置の基本回路部分を示す。この基本回路部分は、図
１から交流−脈流変換手段５を省き、主スイッチ２のベ
−ス回路にダイオ−ドＤｂを付加し、この他は図１と同
一に形成したものである。即ち、図１４では、主スイッ
チ２とコンデンサ３との直列回路が第１及び第２の電源
端子１ａ、１ｂ間に整流回路及び平滑回路を介さないで
直接に接続されている。従って、主スイッチ２とコンデ
ンサ３の直列回路に単相交流電圧が直接に印加される。
しかし、主スイッチ２はトランジスタから成る逆方向阻
止型電子スイッチであって、コレクタからエミッタに向
かって電流が流れるが、エミッタからコレクタに向かっ
て電流が流れないような単方向性を有しているので、交
流電源電圧Ｖacの負の半波における主スイッチ２のオン
・オフ動作が阻止され、図１の回路と同様に動作し、同
一の効果を得ることができる。また、に入力平滑回路の
みでなく、交流−脈流変換手段も不要になるので、回路
構成が更に簡単になる。なお、図１４の実施例では主ス
イッチ２のベ−ス・エミッタ間を保護するためにベ−ス
ラインにダイオ−ドDbが接続されている。図１４の回路
の電源電圧Vacは主スイッチ２の耐圧を考慮して決定さ
れる。主スイッチ２の耐圧が低い時には電源電圧ａｃも
低くしなければならい。

【００３６】図１４に示すように、交流−脈流変換手段
５を省略することは、図４〜図７、図１２、図１３の実
施例においても可能である。

【００３７】

【第１１の実施例】図１５は第１１の実施例の定電圧電
源装置の一部を示す。この図１５の回路では、図４の過
電流防止用トランジスタ２１とツェナ−ダイオ−ド２２
とから成る過電流防止回路の代りに、第１及び第２の抵
抗４１、４２と電界効果トランジスタ即ちＦＥＴ４３と
から成る過電流防止回路４０を設け、この他は、図４と
同一に構成したものである。第１及び第２の抵抗４１、
４２は脈流電圧出力端子３１、３２間に接続されてい
る。なお、第１の抵抗４１を省いて起動抵抗６をこの代
りとすることができる。ＦＥＴ４３は主スイッチ２のベ
−スとグランド側の第２の脈流電圧出力端子３２との間
に接続され、このゲ−トが第１及び第２の抵抗４１、４
２の相互接続点に接続されている。ＦＥＴ４３はゲ−ト
・ソ−ス間電圧が所定のしきい値Ｖthに達した時にオン
になるように構成されているので、入力脈流電圧Vinが
所定値以上になると、FET４３がオンになり、主スイッ
チ２がオフに制御され、主スイッチ２の過電流が図４の
場合と同様に防止される。従って、図１５の実施例は図
４の実施例と同一の効果を有する。なお、図１５の過電
流防止回路４０を、図８、図１０〜図１４の実施例にも
適用することができる。

【００３８】

【第１２の実施例】図１６の第１２の実施例の電源装置
は、図４の過電流検出回路の代りに過電流防止回路４０
aを設け、この他は図４の回路と同一に構成したもので
ある。過電流防止回路４０ａは電圧検出用の第１及び第
２の抵抗４１、４２と比較器５３と基準電圧源５４とか
ら成る。第１の抵抗４１、４２は図１５と同一に接続さ
れている。比較器５３の一方の入力端子は第１及び第２
の抵抗４１、４２の相互接続点に接続され、他方のに入
力端子は基準電圧源５４に接続され、出力端子は主スイ
ッチ２のベ−スに接続されている。入力脈流電圧Vinに
比例した抵抗４２の両端の電圧が基準電圧源５４の過電
流保護レベルに相当する基準電圧よりも高くなると、比
較器５３の出力が低レベルになり、主スイツチ２がオフ
制御される。これにより、主スイッチ２が過電流から保
護される。従って、図１６の実施例は図４の実施例と同
一の効果を有する。なお、図１６の過電流防止回路４０
ａを、図８、図１０〜図１４の実施例にも適用すること
ができる。

【００３９】

【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） 各実施例において、主スイッチ２をＩＧＢＴ等
の半導体スイッチ即ち電子スイッチにすることができ
る。 （２） 主スイッチ２を第２の脈流電圧出力端子３２又
は電源端子１ｂとコンデンサ３との間に接続することが
できる。 （３） オフ制御回路９を、ヒステリシス特性を有する
コンパレータ等にすることができる。 （４） 電源１を降圧又は昇圧用トランスを含むものと
することができる。 （５） コンデンサ３と負荷４との間にノイズ除去のた
めのフイルタを接続することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】図４に示す第１の実施例の電源装置の基本回路
部分を示す回路図である。

【図２】負荷が比較的重い場合の図１の各部の状態を示
す波形図である。

【図３】負荷が比較的軽い場合の図１の各部の状態を示
す波形図である。

【図４】第１の実施例の電源装置を示す回路図である。

【図５】第２の実施例の電源装置を示す回路図である。

【図６】第３の実施例の電源装置を示す回路図である。

【図７】第４の実施例の電源装置の基本回路部分を示す
回路図である。

【図８】第５の実施例の電源装置を示す回路図である。

【図９】図８の各部の状態を示す波形図である。

【図１０】第６の実施例の電源装置の基本回路部分を示
す回路図である。

【図１１】第７の実施例の電源装置の基本回路部分を示
す回路図である。

【図１２】第８の実施例の電源装置の基本回路部分を示
す回路図である。

【図１３】第９の実施例の電源装置の基本回路部分を示
す回路図である。

【図１４】第１０の実施例の電源装置の基本回路部分を
示す回路図である。

【図１５】第１１の実施例の電源装置の一部を示す回路
図である。

【図１６】第１２の実施例の電源装置の一部を示す回路
図である。

【符号の説明】

１ 交流電源 ２ 主スイッチ ３ 出力平滑用コンデンサ ６ 起動抵抗 ７ 出力電圧検出回路 ８ 基準電圧用ツェナーダイオード ９ オフ制御回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) G05F 1/445 G05F 1/56 G05F 1/613 G05F 1/618 H02M 3/00 - 3/44 H02M 7/00 - 7/40

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 正弦波の単相交流電圧を供給するための
   交流電源手段と、 前記交流電源手段に接続され且つ前記単相交流電圧の半
   波又は両波整流波形に相当する平滑されていない脈流電
   圧を出力するように形成されている交流―脈流変換手段
   と、 前記平滑されていない脈流電圧が印加されるように前記
   交流―脈流変換手段の第１及び第２の脈流電圧出力端子
   間に接続された電子スイッチと出力平滑用コンデンサと
   の直列回路と、 前記第１の脈流電圧出力端子と前記電子スイッチの制御
   端子との間に接続されたオン駆動用抵抗又は定電流源回
   路から成るオン駆動回路と、 帰還制御するために前記出力平滑用コンデンサの電圧を
   検出するための電圧検出手段と、 基準電圧を与える基準電圧手段と、 前記電圧検出手段から得られた検出電圧と前記基準電圧
   手段の基準電圧とを比較する比較部と、前記電子スイッチの制御端子と前記第２の脈流電圧出力
   端子との間に接続され且つ前記検出電圧が前記基準電圧
   よりも高いことを示す前記比較部の出力に応答してオン
   になるオフ制御用スイッチと、 前記電子スイッチの制御端子と前記第２の脈流電圧出力
   端子との間に接続された過電流防止用トランジスタと、 前記第１の脈流電圧出力端子と前記過電流防止用トラン
   ジスタのベースとの間に前記オン駆動回路又は抵抗を介
   して接続され且つその降伏電圧（Ｖｚ）が前記出力平滑
   用コンデンサの電圧と前記交流電圧のピーク値と間に設
   定されている定電圧ダイオードと、 前記コンデンサの両端に負荷を接続するための手段と、 を有し，且つ前記電子スイッチと前記出力平滑用コンデ
   ンサと間に平滑用リアクトルが接続されていないことを
   特徴とする定電圧電源装置。
2. 【請求項２】 更に、前記オン駆動回路と前記定電圧ダ
   イオードとの接続点と前記電子スイッチの制御端子との
   間に干渉防止用抵抗が設けられていることを特徴とする
   請求項１記載の定電圧電源装置。
3. 【請求項３】 更に、前記オン駆動回路と前記定電圧ダ
   イオードとの接続点と前記電子スイッチの制御端子との
   間に定電流源回路が設けられていることを特徴とする請
   求項１記載の定電圧電源装置。
4. 【請求項４】 正弦波の単相交流電圧を供給するための
   第１及び第２の交流電源端子と、 前記単相交流電圧が整流及び平滑されないで印加される
   ように前記第１及び第２の交流電源端子間に接続された
   逆方向阻止型電子スイッチと出力平滑用コンデンサとの
   直列回路と、 前記第１の交流電源端子と前記逆方向阻止型電子スイッ
   チの制御端子との間に接続されたオン駆動用抵抗又は定
   電流源回路から成るオン駆動回路と、 前記出力平滑用コンデンサの電圧を検出するための電圧
   検出手段と、 基準電圧を与える基準電圧手段と、 前記電圧検出手段から得られた検出電圧と前記基準電圧
   手段の基準電圧とを比較する比較部と、前記逆方向阻止型電子スイッチの制御端子と前記第２の
   交流電源端子との間に接続され且つ前記検出電圧が前記
   基準電圧よりも高いことを示す前記比較部の出力に応答
   してオンになるオフ制御用スイッチと、 前記逆方向阻止型電子スイッチの制御端子と前記第２の
   交流電源端子との間に接続された過電流防止用トランジ
   スタと、 前記第１の交流電源端子と前記過電流防止用トランジス
   タのベースとの間に前記オン駆動回路又は抵抗を介して
   接続され且つその降伏電圧（Ｖｚ）が前記出力平滑用コ
   ンデンサの電圧と前記交流電圧のピーク値と間に設定さ
   れている定電圧ダイオードと、 前記出力平滑用コンデンサの両端に負荷を接続するため
   の手段と、 を有し，且つ前記逆方向阻止型電子スイッチと前記出力
   平滑用コンデンサと間に平滑用リアクトルが接続されて
   いないことを特徴とする定電圧電源装置。