JPS60196012A - 発振器 - Google Patents
発振器Info
- Publication number
- JPS60196012A JPS60196012A JP60033653A JP3365385A JPS60196012A JP S60196012 A JPS60196012 A JP S60196012A JP 60033653 A JP60033653 A JP 60033653A JP 3365385 A JP3365385 A JP 3365385A JP S60196012 A JPS60196012 A JP S60196012A
- Authority
- JP
- Japan
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- oscillator
- output
- circuit
- signal
- leveling
- Prior art date
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- Granted
Links
- 230000000087 stabilizing effect Effects 0.000 claims description 4
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 238000000034 method Methods 0.000 description 4
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 3
- 230000000052 comparative effect Effects 0.000 description 1
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L5/00—Automatic control of voltage, current, or power
Landscapes
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
- Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔Ｎ業上の利用分野〕
本発明は発振器、特に出力振幅を検出し帰還回路の利得
を変調させて出力振幅を安定化かつ制御するレベリング
回路を有するステート可変正弦波発振器に関する。
を変調させて出力振幅を安定化かつ制御するレベリング
回路を有するステート可変正弦波発振器に関する。
周知の発振器トポロジーは、発振器回路が２次微分方程
式に対するアナログ解を与え、結果として正弦波出力信
号を発生するステート可変発振器発振器信号の瞬間振幅
はＶで表わされ、定数ａ。
式に対するアナログ解を与え、結果として正弦波出力信
号を発生するステート可変発振器発振器信号の瞬間振幅
はＶで表わされ、定数ａ。
ｂ、ｃは発振器信号の周波数を決定する。通常このよう
な回路は、反転増幅器段とこれに続（第１及び第２の積
分増幅器段とから成り、第１積分器の出力は反転増幅器
段の反転入力及び非反転入力の双方に帰還され、第２積
分器の出力は反転増幅器段の反転入力に帰還される。各
段は、演算増幅器及びこれに関連かつ対応した入力イン
ピーダンス及び帰還インピーダンスを有する。これらの
インピーダンスを変えれば異なる周波数及び振幅の発振
出力が得られる。
な回路は、反転増幅器段とこれに続（第１及び第２の積
分増幅器段とから成り、第１積分器の出力は反転増幅器
段の反転入力及び非反転入力の双方に帰還され、第２積
分器の出力は反転増幅器段の反転入力に帰還される。各
段は、演算増幅器及びこれに関連かつ対応した入力イン
ピーダンス及び帰還インピーダンスを有する。これらの
インピーダンスを変えれば異なる周波数及び振幅の発振
出力が得られる。
すべての発振器は、その出力振幅を安定化させ、また制
御するためのレベリング回路を必要とする。
御するためのレベリング回路を必要とする。
大抵のレベリング回路設計では、発振器の出力振幅を検
知し、この振幅を直流（ＤＣ）制御信号（不可避的な交
流（ＡＣ） リップルを含む）に変換し、所望の出力振
幅を維持するため必要に応じて帰還路の利得を変化させ
るように１−でいる。Ｌか１７−制御信号中のＡＣリッ
プルによって、基本発振帰還信号に制御信号の不都合な
ＡＣリップル成分が混入されるため、発振器出力に高調
波歪が生じる。
知し、この振幅を直流（ＤＣ）制御信号（不可避的な交
流（ＡＣ） リップルを含む）に変換し、所望の出力振
幅を維持するため必要に応じて帰還路の利得を変化させ
るように１−でいる。Ｌか１７−制御信号中のＡＣリッ
プルによって、基本発振帰還信号に制御信号の不都合な
ＡＣリップル成分が混入されるため、発振器出力に高調
波歪が生じる。
第６４回ＡＥＳ＋ｉＯ議で発表されたホーファー氏の論
文” Ａ Ｃｏｍｐａｒｉｓｏｎ ｏｆ Ｌｏｗ Ｆｒ
ｅｑｕｅｎｃｙ ＲＣＯｓｃｉｌｌａｔｏｒ Ｔｏｐｏ
ｌｏｇｉｅｓ”に記載されているとおり、ステート可変
発振器トポロノーは、上述のようなレベリング回路によ
って誘起される歪が少ないという点で、本来、他の型の
ものよシ優れている。しかし、この点の一層の改善が望
オれる。
文” Ａ Ｃｏｍｐａｒｉｓｏｎ ｏｆ Ｌｏｗ Ｆｒ
ｅｑｕｅｎｃｙ ＲＣＯｓｃｉｌｌａｔｏｒ Ｔｏｐｏ
ｌｏｇｉｅｓ”に記載されているとおり、ステート可変
発振器トポロノーは、上述のようなレベリング回路によ
って誘起される歪が少ないという点で、本来、他の型の
ものよシ優れている。しかし、この点の一層の改善が望
オれる。
この改善の方法は、ＩＥＥＥ （ｔ、ｅｔｔ） ｍ事録
Ｖｏｌ。
Ｖｏｌ。
６０、１９７２年６月、第７３６頁に記載されたメイヤ
ーエブレヒト氏による” Ｆａｓｔ Ａｍｐｌｉｔｕｄ
ｅ Ｃｏｎｔｉｏｌｏｆ Ａ Ｈａｒｍｏｎｉｃ ０ｓ
ｃｉｌｌａｔｏｒ“： ＩＥＥＥ Ｊ、 ５ｏｌｉｄＳ
ｔａｔｅ Ｃ１ｒｃｕｉｔｓ、 Ｖｏｌ、 ５Ｃ−９，
１９７４年８月、第１７６〜１７９頁に記載されたバナ
ーソン氏及びスミス氏による” Ｆａｓｔ Ａｍｐｌｉ
ｔｕｄｅ ５ｔａｂｉｌｉｚａｔｉｏｎ ｏｆＡｎ Ｒ
Ｃ０ｓｃｉｌｌａｔｏｒ”； Ｉｎｔ、 Ｊ、 Ｅｌｅ
ｃｔｒｏｎｉｃｓＶｏｌ、 ３９．１９７５年、第４６
５〜４７２頁に記載されたパナーソン氏及びスミス氏に
よるＡＬＯＷＤｉｓｔｏｒｔｉｏｎ ０ｓｃｉｌｌａｔ
ｏｒ Ｗｉｔｈ Ｆａｓｔ ＡｍｐｌｉｔｕｄｅＳｔａ
ｂｉｌｉｚａｔｉｏｎ”に開示されている。これらの方
法は、歪を減少させるためにザンゾルホールド回路また
は多数の位相検出回路を用いている。他の方法としては
、レベリング回路からの制御信号のリツゾル成分を低減
させるために切替可能なフィルタまたはレベリング範囲
変更回路を用いることが考えられる。しかし、これらの
いずれの方法も欠点を有し、上述の問題に最適な解決法
はいまだ提示されていない。
ーエブレヒト氏による” Ｆａｓｔ Ａｍｐｌｉｔｕｄ
ｅ Ｃｏｎｔｉｏｌｏｆ Ａ Ｈａｒｍｏｎｉｃ ０ｓ
ｃｉｌｌａｔｏｒ“： ＩＥＥＥ Ｊ、 ５ｏｌｉｄＳ
ｔａｔｅ Ｃ１ｒｃｕｉｔｓ、 Ｖｏｌ、 ５Ｃ−９，
１９７４年８月、第１７６〜１７９頁に記載されたバナ
ーソン氏及びスミス氏による” Ｆａｓｔ Ａｍｐｌｉ
ｔｕｄｅ ５ｔａｂｉｌｉｚａｔｉｏｎ ｏｆＡｎ Ｒ
Ｃ０ｓｃｉｌｌａｔｏｒ”； Ｉｎｔ、 Ｊ、 Ｅｌｅ
ｃｔｒｏｎｉｃｓＶｏｌ、 ３９．１９７５年、第４６
５〜４７２頁に記載されたパナーソン氏及びスミス氏に
よるＡＬＯＷＤｉｓｔｏｒｔｉｏｎ ０ｓｃｉｌｌａｔ
ｏｒ Ｗｉｔｈ Ｆａｓｔ ＡｍｐｌｉｔｕｄｅＳｔａ
ｂｉｌｉｚａｔｉｏｎ”に開示されている。これらの方
法は、歪を減少させるためにザンゾルホールド回路また
は多数の位相検出回路を用いている。他の方法としては
、レベリング回路からの制御信号のリツゾル成分を低減
させるために切替可能なフィルタまたはレベリング範囲
変更回路を用いることが考えられる。しかし、これらの
いずれの方法も欠点を有し、上述の問題に最適な解決法
はいまだ提示されていない。
したがって本発明の主な目的は、ステート可変発振器に
おけるレベリング回路に起因する総高調波歪（ＴＩ（Ｄ
）の一層の低減を図ることである。
おけるレベリング回路に起因する総高調波歪（ＴＩ（Ｄ
）の一層の低減を図ることである。
本発明の他の目的は、レベリング回路による否を受けた
帰還信号に対応した信号を主発振出力へ加算するフィー
ドフォワード経路により上述の高調波歪全低減させるこ
とである。
帰還信号に対応した信号を主発振出力へ加算するフィー
ドフォワード経路により上述の高調波歪全低減させるこ
とである。
本発明発振器は第１図に示す如く反転増幅器θ１と２個
の積分回路（ハ）、α４を縦属接続し、更に出力信号を
安定化するレベリング回路（ハ）を有する安定化発振器
において、このレベリング回路（ハ）に関連する信号を
検出してこの出力信号に加算するフィードフォワード回
路（ロ）を付加したものである。
の積分回路（ハ）、α４を縦属接続し、更に出力信号を
安定化するレベリング回路（ハ）を有する安定化発振器
において、このレベリング回路（ハ）に関連する信号を
検出してこの出力信号に加算するフィードフォワード回
路（ロ）を付加したものである。
本発明は、レベリング回路（ハ）からの制御信号に起因
する出力中の高調波歪全部分的に相殺するように、レベ
リング回路（ハ）の利得変調により歪まされた帰還信号
に対応する信号を主発振器出力に加算−するためのフィ
ー ドフォワード経路を設けることにより、ステート可
変発振器におけるレベリング回路（ハ）による歪を低減
させる。歪寸された帰還４＝ ”＜ （７）−−訃音フ
イードフォワード経路全通して発振器の主出力にＩＩＩ
’ｌ 算することにより、出力に現われる憤定の次数に
ノ下の高調波の大部分を減少させることができる。歪を
ひき起こす主な高調波は通常２次乃至４次高調波である
から、本発明によれば実η゛的に発振器出力の総ての高
調波歪を低減させ得る。
する出力中の高調波歪全部分的に相殺するように、レベ
リング回路（ハ）の利得変調により歪まされた帰還信号
に対応する信号を主発振器出力に加算−するためのフィ
ー ドフォワード経路を設けることにより、ステート可
変発振器におけるレベリング回路（ハ）による歪を低減
させる。歪寸された帰還４＝ ”＜ （７）−−訃音フ
イードフォワード経路全通して発振器の主出力にＩＩＩ
’ｌ 算することにより、出力に現われる憤定の次数に
ノ下の高調波の大部分を減少させることができる。歪を
ひき起こす主な高調波は通常２次乃至４次高調波である
から、本発明によれば実η゛的に発振器出力の総ての高
調波歪を低減させ得る。
第４図にレベリング回路を有する従来のステート可変発
振器を示す。この発振器は反転増幅器段αＯと、これに
続く直列接続の第１及び第２積分増幅器段α男、α尋と
を有する。第１積分器０りの出力は、信号線０Ｑ及び抵
抗器０→全通して反転増幅器段０Ｑの反転入力へ帰還さ
れ、更に信号線（イ）及び抵抗器（イ）を通して反転増
幅器段０１の非反転入力四へも帰還される。第２積分器
θ４の出力は信号線（ハ）及び抵抗器（ハ）を通して反
転増幅器段０００反転入力へのみ帰還される。図示のと
おり各段は演算増幅器と、これに関連かつ対応する入力
インピーダンス及び帰還インピーダンスとから成る。こ
れらのインピーダンスを変えれば、異なる周波数及び振
幅の発振が得られる。
振器を示す。この発振器は反転増幅器段αＯと、これに
続く直列接続の第１及び第２積分増幅器段α男、α尋と
を有する。第１積分器０りの出力は、信号線０Ｑ及び抵
抗器０→全通して反転増幅器段０Ｑの反転入力へ帰還さ
れ、更に信号線（イ）及び抵抗器（イ）を通して反転増
幅器段０１の非反転入力四へも帰還される。第２積分器
θ４の出力は信号線（ハ）及び抵抗器（ハ）を通して反
転増幅器段０００反転入力へのみ帰還される。図示のと
おり各段は演算増幅器と、これに関連かつ対応する入力
インピーダンス及び帰還インピーダンスとから成る。こ
れらのインピーダンスを変えれば、異なる周波数及び振
幅の発振が得られる。
レベリング回路（ハ）は発振器のＡＣ出力振幅全検出し
、これをこのＡＣ振幅と所定の基準値とに依存する制御
信号に変換する。この制御信号は、略直流であるが、あ
る程度のＡＣリップルを含む。制御信号は電界効果トラ
ンゾスタ（ＦＦＴ）（至）をｉｆｆ制御し、このＦＥＴ
■によシ帰還路翰の利得を変調し、必要に応じて出力発
振を増大または減衰させて略固定振幅に安定化する。し
かし制御信号のＡＣＩＪッグルが帰還路翰内で基本発振
信号に混入して高調波を発生させ、反転増幅器段０１の
非反転入力に）に高調波歪電圧成分Ｖｄｋ生じる。
、これをこのＡＣ振幅と所定の基準値とに依存する制御
信号に変換する。この制御信号は、略直流であるが、あ
る程度のＡＣリップルを含む。制御信号は電界効果トラ
ンゾスタ（ＦＦＴ）（至）をｉｆｆ制御し、このＦＥＴ
■によシ帰還路翰の利得を変調し、必要に応じて出力発
振を増大または減衰させて略固定振幅に安定化する。し
かし制御信号のＡＣＩＪッグルが帰還路翰内で基本発振
信号に混入して高調波を発生させ、反転増幅器段０１の
非反転入力に）に高調波歪電圧成分Ｖｄｋ生じる。
これらの不都合な高調波は次のような関係式に従って出
力電圧■。に現われる。
力電圧■。に現われる。
ここに、ｎは高調波の次数、人は反転増幅器段の（１）
の抵抗値より充分大であり、２個の積分器段には等しい
値の抵抗及びコンデンサが用いられているとする。） 説明の便宜上、今、２個の積分器段の抵抗及びコンデン
サの値は等しいと仮定した。あ寸り実際的ではないがこ
れらの値を異なる値にすることもできる。この場合Ａの
値が異なる。
の抵抗値より充分大であり、２個の積分器段には等しい
値の抵抗及びコンデンサが用いられているとする。） 説明の便宜上、今、２個の積分器段の抵抗及びコンデン
サの値は等しいと仮定した。あ寸り実際的ではないがこ
れらの値を異なる値にすることもできる。この場合Ａの
値が異なる。
第１図は次の点を除いて第４図と同じレベリング回路付
ステート可変発振器を示している。即ち、この図の発振
器は更に、反転増幅器００の非反転入力（イ）から第２
積分器０４の出力へ歪信号ＶｄのＩツｒ定の一部分のみ
全転送する負利得制御回路＠を含むフィードフォワード
経路０２と、上記一部分を第２￥Ｒ分器α◆の出力に加
算する加算器段ＯＱと全方する。
ステート可変発振器を示している。即ち、この図の発振
器は更に、反転増幅器００の非反転入力（イ）から第２
積分器０４の出力へ歪信号ＶｄのＩツｒ定の一部分のみ
全転送する負利得制御回路＠を含むフィードフォワード
経路０２と、上記一部分を第２￥Ｒ分器α◆の出力に加
算する加算器段ＯＱと全方する。
このフィードフォワード回路を含むことによって、発振
出力Ｖ。に現われる歪電圧成分Ｖｄから所定次数以下の
大部分の不都合な高調波を以下の関係式に従って低減さ
せることができる。
出力Ｖ。に現われる歪電圧成分Ｖｄから所定次数以下の
大部分の不都合な高調波を以下の関係式に従って低減さ
せることができる。
ここに、ｎは高調波の次数、Ａは反転増幅器段の利得、
αはフィードフォワード経路の利得を示す（ここでも抵
抗器（ハ）の抵抗値はＦＥＴ（至）の抵抗値より充分大
であるとする。）。
αはフィードフォワード経路の利得を示す（ここでも抵
抗器（ハ）の抵抗値はＦＥＴ（至）の抵抗値より充分大
であるとする。）。
第４及び第１図の回路における発振器出力Ｖ。
中に現われる高調波歪成分■ｄの一部分の高調波次数に
よる比較結果を第５図に示す。両回路の反転増幅器段の
一般的な利得Ａの値を２．５とし、積分器段の抵抗及び
コンデンサの値を等値とし、更に第１図の回路のフィー
ドフォワード利得αの値を０．１とすると、第５図から
分るとおり、第１図の回路では５次以下の高調波に対し
て発振出力Ｖ。に現われる高調波歪源ｖｄの影響が小さ
くなる。レベリング回路による歪における主な高調波は
通常第２乃至第４次高調波であるから、第１図の回路に
よれば実質的に総ての高調波歪を低減させることができ
る。
よる比較結果を第５図に示す。両回路の反転増幅器段の
一般的な利得Ａの値を２．５とし、積分器段の抵抗及び
コンデンサの値を等値とし、更に第１図の回路のフィー
ドフォワード利得αの値を０．１とすると、第５図から
分るとおり、第１図の回路では５次以下の高調波に対し
て発振出力Ｖ。に現われる高調波歪源ｖｄの影響が小さ
くなる。レベリング回路による歪における主な高調波は
通常第２乃至第４次高調波であるから、第１図の回路に
よれば実質的に総ての高調波歪を低減させることができ
る。
第２及び第３図に、本発明に係るフィードフォワード回
路の具体的な実施例を示す。第２図において、抵抗器（
ロ）、翰及び演算増幅器（６）はフイードフォワー ド
経路Ｇ２の利得を決定する。またこれらの素子及び抵抗
器θＯは、加算されて発振器出力Ｖ。
路の具体的な実施例を示す。第２図において、抵抗器（
ロ）、翰及び演算増幅器（６）はフイードフォワー ド
経路Ｇ２の利得を決定する。またこれらの素子及び抵抗
器θＯは、加算されて発振器出力Ｖ。
となる第２積分器α４の出力とフィードフォワード信号
との相対的な量を決定する。演算増幅器（６）は加−ｔ
γ機能を有する。
との相対的な量を決定する。演算増幅器（６）は加−ｔ
γ機能を有する。
第３図では、抵抗器（ロ）、Ｈ及びノード（接続点）０
尋が、同様の基本的な利得、比例、加算の機能全果たす
。
尋が、同様の基本的な利得、比例、加算の機能全果たす
。
ｌ＋ｌ ｌ−＋ｎｒｌ ＋ｌｌｌ ζ口出１ｆ 口：＋
１− ？ −４１Ｊ−ＴＴＩ ｂ％ Ｂ ｒｅ 巨ル
＄目 ｌｒヤ単に説明のだめのものであり、何ら限定
を加えるためのものではなく、また均等物を排除するた
めのものでもない。
１− ？ −４１Ｊ−ＴＴＩ ｂ％ Ｂ ｒｅ 巨ル
＄目 ｌｒヤ単に説明のだめのものであり、何ら限定
を加えるためのものではなく、また均等物を排除するた
めのものでもない。
本発明によれば、従来のステート可変正弦波発振器にフ
ィードフォワード回路を設けたので、レベリング回路に
起因するほとんど総ての高調波歪を低減することができ
る。この改良は、従来の発振器に若干の回路を付加する
のみなので、現存の発振器に容易且つ安価に適用し得る
。
ィードフォワード回路を設けたので、レベリング回路に
起因するほとんど総ての高調波歪を低減することができ
る。この改良は、従来の発振器に若干の回路を付加する
のみなので、現存の発振器に容易且つ安価に適用し得る
。
第１図は本発明に係る発振器の原理を示す図、第２図は
本発明の発振器の第１実施例の回路図、第３図は第１図
の発振器の第２実施例の回路図、第４図は従来のステー
ト可変発振器の回路図、第５図は第４図と第１図の回路
における高調波歪の比較例を示す説明図である。 図中、ＯＱは反転増幅器、（ｌ乞及び０◆は夫々積分回
路、（ハ）はレベリング回路、（ロ）、（至）はフィー
ドフォワード回路を示す。 ＦＩＧ、４ ＦＩＧ Ｉ ＦＩＧ、２ Ｆ Ｉ Ｇ、 ３ ＦＩＧ、５
本発明の発振器の第１実施例の回路図、第３図は第１図
の発振器の第２実施例の回路図、第４図は従来のステー
ト可変発振器の回路図、第５図は第４図と第１図の回路
における高調波歪の比較例を示す説明図である。 図中、ＯＱは反転増幅器、（ｌ乞及び０◆は夫々積分回
路、（ハ）はレベリング回路、（ロ）、（至）はフィー
ドフォワード回路を示す。 ＦＩＧ、４ ＦＩＧ Ｉ ＦＩＧ、２ Ｆ Ｉ Ｇ、 ３ ＦＩＧ、５
Claims (1)
- 反転増＠器と２個の積分回路を縦属接続し、更忙出力信
号を安定化するレベリング回路を有する安定化発振器に
おいて、上記レベリング回路に関連する信号を検出して
上記出力信号に加算するフィードフォワード回路を付加
したことを特徴とする発振器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US06/583,510 US4560958A (en) | 1984-02-24 | 1984-02-24 | State variable oscillator having improved rejection of leveler-induced distortion |
| US583510 | 1984-02-24 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60196012A true JPS60196012A (ja) | 1985-10-04 |
| JPH0347006B2 JPH0347006B2 (ja) | 1991-07-18 |
Family
ID=24333394
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60033653A Granted JPS60196012A (ja) | 1984-02-24 | 1985-02-21 | 発振器 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4560958A (ja) |
| JP (1) | JPS60196012A (ja) |
| DE (1) | DE3506277A1 (ja) |
| FR (1) | FR2560466B1 (ja) |
| GB (1) | GB2155216B (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4795988A (en) * | 1986-11-18 | 1989-01-03 | Britz William J | Low distortion oscillator |
| DE3711671A1 (de) * | 1987-04-07 | 1988-10-27 | Hartmut Schmidt | Durchstimmbarer allpassoszillator mit amplitudenstabilisierung zur erzeugung hochreiner sinusschwingungen fuer die elektronische messtechnik |
| NL8702122A (nl) * | 1987-09-08 | 1989-04-03 | Philips Nv | Oscillatorschakeling met amplituderegelaar. |
| DE4332439C1 (de) * | 1993-09-23 | 1995-05-04 | Nat Rejectors Gmbh | Oszillatorschaltung für Münzprüfer |
| US5793243A (en) * | 1994-12-22 | 1998-08-11 | Medar, Inc. | Method of stabilizing an electronic signal integrator |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5349320U (ja) * | 1976-09-30 | 1978-04-26 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4177434A (en) * | 1978-05-30 | 1979-12-04 | E. I. Du Pont De Nemours And Company | Constant amplitude control of electromechanical oscillators |
| US4340854A (en) * | 1980-04-14 | 1982-07-20 | Jones Wayne W | Distortion measurement system |
-
1984
- 1984-02-24 US US06/583,510 patent/US4560958A/en not_active Expired - Fee Related
-
1985
- 1985-01-17 GB GB08501201A patent/GB2155216B/en not_active Expired
- 1985-02-08 FR FR858501832A patent/FR2560466B1/fr not_active Expired - Fee Related
- 1985-02-21 JP JP60033653A patent/JPS60196012A/ja active Granted
- 1985-02-22 DE DE19853506277 patent/DE3506277A1/de active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5349320U (ja) * | 1976-09-30 | 1978-04-26 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| FR2560466B1 (fr) | 1990-09-14 |
| FR2560466A1 (fr) | 1985-08-30 |
| GB2155216B (en) | 1987-05-07 |
| DE3506277A1 (de) | 1985-09-12 |
| GB2155216A (en) | 1985-09-18 |
| GB8501201D0 (en) | 1985-02-20 |
| DE3506277C2 (ja) | 1987-05-14 |
| US4560958A (en) | 1985-12-24 |
| JPH0347006B2 (ja) | 1991-07-18 |
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