JPS60180477A - 電流形ｇｔｏインバ−タ - Google Patents
電流形ｇｔｏインバ−タInfo
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- JPS60180477A JPS60180477A JP59033804A JP3380484A JPS60180477A JP S60180477 A JPS60180477 A JP S60180477A JP 59033804 A JP59033804 A JP 59033804A JP 3380484 A JP3380484 A JP 3380484A JP S60180477 A JPS60180477 A JP S60180477A
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M5/4505—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only having a rectifier with controlled elements
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は電流形ＧＴＯインバータに関する。
従来の直列ダイオード方式電流形インバータ駆動誘導機
系は、容易に４象限運転ができるため可逆あるいは回生
を必要とする用途に関してシステム全体が簡単、安価に
なる特長を有する。しかしながら、インバータ主回路中
の転流コンデンサはＳＯＲの転流用であると共に負荷イ
ンダクタンスに蓄積された転流エネルギーの補償をも担
っているが、装置の小型化、高効率化、尚周波化の面で
大きな幣害ともなっている。
系は、容易に４象限運転ができるため可逆あるいは回生
を必要とする用途に関してシステム全体が簡単、安価に
なる特長を有する。しかしながら、インバータ主回路中
の転流コンデンサはＳＯＲの転流用であると共に負荷イ
ンダクタンスに蓄積された転流エネルギーの補償をも担
っているが、装置の小型化、高効率化、尚周波化の面で
大きな幣害ともなっている。
本発明は、近年大容量化がめざましいＧＴＯサイリスタ
を主回路に用いることにより、転流コンデンサを除去し
、本来転流時に発生する過渡電圧を抑制するために用い
られていた工Ｆ↓ギー反作用回路の応用によって、転流
エネルギーをインバータ直流部帰還させる新ＧＴＯ電流
形インバータを提供することを目的とする。
を主回路に用いることにより、転流コンデンサを除去し
、本来転流時に発生する過渡電圧を抑制するために用い
られていた工Ｆ↓ギー反作用回路の応用によって、転流
エネルギーをインバータ直流部帰還させる新ＧＴＯ電流
形インバータを提供することを目的とする。
第１図は本発明の一実施例を示す主回路図を示し、代表
的な負荷として誘導電動機全負荷した場合を示す。コン
バータ部（Ｔ、〜Ｔｓ）は逆阻止８端子サイリスタ、イ
ンバータ部（Ｇ、〜Ｇ、）はＧＴＯサイリスタ、エネル
ギー反作用回路（肚回路）部（ダイオードブリッジ（Ｄ
、〜Ｄｓ ）、カ行用ＧＴＯ（Ｇ、〜Ｇｓ）回生用ＧＴ
Ｏ（Ｇ。
的な負荷として誘導電動機全負荷した場合を示す。コン
バータ部（Ｔ、〜Ｔｓ）は逆阻止８端子サイリスタ、イ
ンバータ部（Ｇ、〜Ｇ、）はＧＴＯサイリスタ、エネル
ギー反作用回路（肚回路）部（ダイオードブリッジ（Ｄ
、〜Ｄｓ ）、カ行用ＧＴＯ（Ｇ、〜Ｇｓ）回生用ＧＴ
Ｏ（Ｇ。
〜Ｇｉｏ）％力行時補償用ダイオード（Ｄ？〜Ｄｓλ回
生時補償用ダイオード（Ｄ、〜Ｄ１゜）、転流エネルギ
ー吸収用コンデンサ（Ｃｔ）、和動巻リアクトル（Ｌｒ
、〜Ｌｒ、 ＞ ）よ勺構成され、コンバータ部とイン
バータ部は直流平滑用リアクトルＬ（Ｌを介して接続さ
れている。
生時補償用ダイオード（Ｄ、〜Ｄ１゜）、転流エネルギ
ー吸収用コンデンサ（Ｃｔ）、和動巻リアクトル（Ｌｒ
、〜Ｌｒ、 ＞ ）よ勺構成され、コンバータ部とイン
バータ部は直流平滑用リアクトルＬ（Ｌを介して接続さ
れている。
また、コンバータ部及びインバータ部は各々独立した制
御回路を持ち、ＩＲ開回路インバータ制御回路に連動し
て駆動される。即ち、カ行時において各転流毎（重なり
期間）のみにＧ、及びＧ。
御回路を持ち、ＩＲ開回路インバータ制御回路に連動し
て駆動される。即ち、カ行時において各転流毎（重なり
期間）のみにＧ、及びＧ。
全任意の期間ブロック状態に維持しておき、単流期間に
オン状態となるようにする。これによシ説明される転流
ループを確立させる。本インバータは１２０°導通、オ
ープンループ制御方式である。
オン状態となるようにする。これによシ説明される転流
ループを確立させる。本インバータは１２０°導通、オ
ープンループ制御方式である。
第２図にインバータ部及びエネルギー反作用回路部の制
御信号とそれによる出力電流電圧波形のタイムチャート
金示す。
御信号とそれによる出力電流電圧波形のタイムチャート
金示す。
本インバータの転流動作’ｅ ｌ／６周期（ＧｔがらＧ
、への転流）についてのみ述べることにする。
、への転流）についてのみ述べることにする。
第３図（Ａ）及び知に転流時の通流ループを示す。（Ａ
）は単流期間を表わしている。Ｇ１からＧｓへの転流に
おいて本質的に導通遅れが存在しないので０１をオフす
ると同時にＣａ５ｋオンするとエネルギー反作用回路と
負荷の間で、（Ｂ）に示されるＭなシ期間が生じる。
）は単流期間を表わしている。Ｇ１からＧｓへの転流に
おいて本質的に導通遅れが存在しないので０１をオフす
ると同時にＣａ５ｋオンするとエネルギー反作用回路と
負荷の間で、（Ｂ）に示されるＭなシ期間が生じる。
Ｇ８のオン瞬時ではＶ相インダクタンスの存在のため、
Ｖ相電流は急峻には立ち上がらず、この１Ｇ古で１甫３
麓才穐端↓譬川Ｖ の１ノ扇偽ム嘔Ｒ座萌；コツ早ソサ
電圧ｅ、１ｆ：越えようとするとダイオードＤ、及びり
、が順バイアスされ１２．■相に流入すべき電流の大部
分けＧ、 ＋＊Ｉ）、、−＋Ｑ１１−＋Ｄ、→Ｇ、のル
ープで流れる。この時間Ｖ相での誘導電圧は、ｅ がＩ 十分低いならＯｌの電圧抑制動作により制限される。
Ｖ相電流は急峻には立ち上がらず、この１Ｇ古で１甫３
麓才穐端↓譬川Ｖ の１ノ扇偽ム嘔Ｒ座萌；コツ早ソサ
電圧ｅ、１ｆ：越えようとするとダイオードＤ、及びり
、が順バイアスされ１２．■相に流入すべき電流の大部
分けＧ、 ＋＊Ｉ）、、−＋Ｑ１１−＋Ｄ、→Ｇ、のル
ープで流れる。この時間Ｖ相での誘導電圧は、ｅ がＩ 十分低いならＯｌの電圧抑制動作により制限される。
これと同時にｖｕｖがθ。１に達しり、及びＤ４がオン
状態となるとＵ相の転流エネルギーはＱ、−ｅＤ、→Ｃ
８→Ｄ４→Ｕ相→Ｗ相→Ｇ、のループで電源へ帰還され
る。以上によＪｌｌ ｖｗｕは零になる。
状態となるとＵ相の転流エネルギーはＱ、−ｅＤ、→Ｃ
８→Ｄ４→Ｕ相→Ｗ相→Ｇ、のループで電源へ帰還され
る。以上によＪｌｌ ｖｗｕは零になる。
Ｖ相電流が、その時の”ａｉ及び負荷の回路定数によっ
て決定される割合で徐々に増加し直流電流１改となり、
Ｕ相電流が零になるとＤ４がオフする。
て決定される割合で徐々に増加し直流電流１改となり、
Ｕ相電流が零になるとＤ４がオフする。
これと同時にＶ相は誘導電圧を発生しなくなり、ｖ−−
はｅ、、、より低（なり、Ｄ、及ＵＤ、４オンする。こ
の時点でコンデンサＯ１とインバータ部が電気的に切シ
離されることにより、Ｇ、からＣ８への転流が完了する
。
はｅ、、、より低（なり、Ｄ、及ＵＤ、４オンする。こ
の時点でコンデンサＯ１とインバータ部が電気的に切シ
離されることにより、Ｇ、からＣ８への転流が完了する
。
第４図に１１＋Ｒ回路におけるコンデンサＣ１の放電回
路を示す。本インバータにおけるエネルギー反作用回路
の過渡電圧抑制効果については前に述べた。従って、こ
こでは単流時間においてコンデンサＣ，に蓄積された転
流エネルギーをインバータ直流部へ帰還させる動作全説
明する。
路を示す。本インバータにおけるエネルギー反作用回路
の過渡電圧抑制効果については前に述べた。従って、こ
こでは単流時間においてコンデンサＣ，に蓄積された転
流エネルギーをインバータ直流部へ帰還させる動作全説
明する。
（１）カ行時・・・ＫＲ回路において転流時にはＧ、及
びＧｓｋブロック状態としておく。インバータ側から転
流毎に整流ダイオードブリッジを通してパルス・状の自
流電流’ＤＢＲが流入してａｓｋ充電し、その電圧を徐
々に上昇せしめる。そこで、単流期間にＧ、及びＧｓ７
＋−オンし、Ｃ１の電荷を放電する。これは第５図（Ａ
）に示される。
びＧｓｋブロック状態としておく。インバータ側から転
流毎に整流ダイオードブリッジを通してパルス・状の自
流電流’ＤＢＲが流入してａｓｋ充電し、その電圧を徐
々に上昇せしめる。そこで、単流期間にＧ、及びＧｓ７
＋−オンし、Ｃ１の電荷を放電する。これは第５図（Ａ
）に示される。
重なり期間にＧ、及びＧ、をオフすれば、リアクトルＬ
ｒ、及びＬｒ、−に蓄積された磁気エネルギーがＬｒ、
−＊ Ｄ、 →Ｑ 、 −＞ Ｄ、 −ｈ Ｌｒ、の
ループでａ、に充電する。これは同図ＣＢ）に示される
。
ｒ、及びＬｒ、−に蓄積された磁気エネルギーがＬｒ、
−＊ Ｄ、 →Ｑ 、 −＞ Ｄ、 −ｈ Ｌｒ、の
ループでａ、に充電する。これは同図ＣＢ）に示される
。
従ってＬｒの電流方向は常に一足に保たれる。
（２）回生時・・・この時、直流部の極性は反転してお
シ、Ｌｒに流れる電流の方向は異なるが、Ｃ４の極性は
常に一定に保たれなければならない。従ってカ行から回
生へ移行する場合、リアクトルＬｒ。
シ、Ｌｒに流れる電流の方向は異なるが、Ｃ４の極性は
常に一定に保たれなければならない。従ってカ行から回
生へ移行する場合、リアクトルＬｒ。
及びＬｒ、に流れる電流は第５図（Ｂ）のようなループ
を形成しておシ、Ｇ、及びＧ、。は逆バイアス状態であ
る。これによＪ、Ｇ、及びＧ１゜にオンパルスを加えて
も瞬時に（０３のような通流ル−プとはならない。しか
し、（Ｂ）におけるＬｒ１及びＬｒ書上の電流が減少し
、零になるとＧ、及びＧ□。が導通状態となる。この時
点で０．が電源となシ、ｃｌ→（） 、 −ｅ Ｌｒｇ
−電源−＋ Ｌｒｌ −’ｅ Ｇ １６→Ｃ１のループ
で放電が開始される。この時、ＣＩ側の力が電位が高い
のでり、及びり、。はブロック状態である。この状態は
（Ｃ１に示される。
を形成しておシ、Ｇ、及びＧ、。は逆バイアス状態であ
る。これによＪ、Ｇ、及びＧ１゜にオンパルスを加えて
も瞬時に（０３のような通流ル−プとはならない。しか
し、（Ｂ）におけるＬｒ１及びＬｒ書上の電流が減少し
、零になるとＧ、及びＧ□。が導通状態となる。この時
点で０．が電源となシ、ｃｌ→（） 、 −ｅ Ｌｒｇ
−電源−＋ Ｌｒｌ −’ｅ Ｇ １６→Ｃ１のループ
で放電が開始される。この時、ＣＩ側の力が電位が高い
のでり、及びり、。はブロック状態である。この状態は
（Ｃ１に示される。
回生時もオカ行時と同様に単流期間においてＧ、及び（
）＋ｎをオン、重なり期間においてオフするような制御
が行なわれる。
）＋ｎをオン、重なり期間においてオフするような制御
が行なわれる。
回生状態のままでＧ、及びＧ１゜ｔオフするとＬｒ１及
びＬｒ、上の電流の遮断によシ、過電圧が発生し、Ｃ７
及びＧｓに逆電圧を印力日するがり。
びＬｒ、上の電流の遮断によシ、過電圧が発生し、Ｃ７
及びＧｓに逆電圧を印力日するがり。
及びＤｌ。の存在により、その′電流が電Ｑ −Ｌｒ。
−Ｄ・−Ｃ□→Ｄ１゜−Ｌｒｇ−電源のループで０□を
充電する。これはφ）に示される。
充電する。これはφ）に示される。
以上の動作が回生状態で繰り返され、主電流の一方向性
が保たれる。回生からカ行への移行は、カ行から回生へ
の移行の逆と考えれば良い。
が保たれる。回生からカ行への移行は、カ行から回生へ
の移行の逆と考えれば良い。
以上のようＩＩＣＢＲ回路は転流時の過渡電圧全抑制す
ると共に負荷インダクタンスに蓄積された転流エネルギ
ーをインバータ直流部へ帰還させる作用？有するが、こ
の過渡電圧の抑制作用はコンデンサ電圧ｅ に大きく依
存する。
ると共に負荷インダクタンスに蓄積された転流エネルギ
ーをインバータ直流部へ帰還させる作用？有するが、こ
の過渡電圧の抑制作用はコンデンサ電圧ｅ に大きく依
存する。
１
この電圧はカ行時においてＧ、及びＧ、のオフ期間τを
可変することにより制御される。第７図に直流電圧］］
＋ｄ及び出力周波数ｆｌ一定とした場合のτとθｃ１の
関係を示す。このグラフからも分るように、τが大きく
なれば、コンデサ０．の放電率が減少するためにｅａｔ
の値は増加するが、コンデンサ容量に対する変化は殆ど
ない。
可変することにより制御される。第７図に直流電圧］］
＋ｄ及び出力周波数ｆｌ一定とした場合のτとθｃ１の
関係を示す。このグラフからも分るように、τが大きく
なれば、コンデサ０．の放電率が減少するためにｅａｔ
の値は増加するが、コンデンサ容量に対する変化は殆ど
ない。
次に直流電圧Ｆｉｄ及びオフ期間τを一定にし九場合の
ｆとｅ。、の関係ｋＭＢ図に示す。ｆの増加に伴い、単
位時間当シの転流エネルギーが゛増加するためｅ。１は
徐々に増力Ｕするが、τが小さい程ぞの変化の割合は小
さくなる。
ｆとｅ。、の関係ｋＭＢ図に示す。ｆの増加に伴い、単
位時間当シの転流エネルギーが゛増加するためｅ。１は
徐々に増力Ｕするが、τが小さい程ぞの変化の割合は小
さくなる。
次に出力周波数ｆ及びオフ期間τを一定にした場合のＫ
（１とｅａｉの関係ｔ″第８図に示す。これによシコン
デンサ電圧ｅ０１は常にＥｉｄ ｉ上回っていることが
分る。
（１とｅａｉの関係ｔ″第８図に示す。これによシコン
デンサ電圧ｅ０１は常にＥｉｄ ｉ上回っていることが
分る。
このようにＥＲ回路の０７及びＧＩｌのオフ期間τは過
渡電圧の抑制効果に大きな意味をもつが、・直流電圧が
低い場合、このτを大きくするとτ−８０１特性で示し
たように００１の値が増大するため、過渡電圧の抑制効
果が低下し負荷電流波形は急峻な変化を示すようになる
。
渡電圧の抑制効果に大きな意味をもつが、・直流電圧が
低い場合、このτを大きくするとτ−８０１特性で示し
たように００１の値が増大するため、過渡電圧の抑制効
果が低下し負荷電流波形は急峻な変化を示すようになる
。
第９図（Ｎ及び（ＢｌにＧ１からＧ、へ転流する場合の
単流期間及び瀘なり期間の転流９等価回路を示す。
単流期間及び瀘なり期間の転流９等価回路を示す。
回路方程式の導出において第９図（Ａ）の単流期間では
コンデンサＣ１の放電ループは無視されている。
コンデンサＣ１の放電ループは無視されている。
各パラメータは次のように表わされる。
Ｒ１ニー次巻線抵抗
Ｌ ：全漏れインダクタンス
Ｖｕ−ｗＶｗ：各相逆起電力
θ。１：コンデンサ初期電圧
Ｅ ：最大相電圧
ψ ：負荷力率角
ｖ＋、−ｖ％ｙ ；各相端子電圧
ω ：基本角周波数
（ａ）単流期間
（Ｌ＋１ ＋ ２Ｌ）”” ＋（Ｒｄ ＋２１１ ）
ｉｄ＋Ｖｕ−ＶＷ−ＩＣ＋１ｔ Ｖｕ−１！＋５ｉｎ（ωｔ＋ψ１＋２π／３）Ｖｗ ｍ
ｌｌ！５ｉｎ（ωｃ＋ψ１−２π／８）（ｂ）重なり期
間 Ｖｗ＝Ｅ！５ｌｎ（ωを十ψ、−２１も／８）本夾施例
の実験結果として、第１図の回路によ多出力波形の観測
上行なった。オフ期間τを小さくした場合の軽負荷及び
負荷時の各部出力波形は出力電流波形１ｕは立ち上がシ
及び立ち下が９が比較的緩やかに変化しておシミ圧波形
ｖｕｖの過渡電圧はＩＵＲ回路の作用によシ十分に抑制
されていることが観測された。
ｉｄ＋Ｖｕ−ＶＷ−ＩＣ＋１ｔ Ｖｕ−１！＋５ｉｎ（ωｔ＋ψ１＋２π／３）Ｖｗ ｍ
ｌｌ！５ｉｎ（ωｃ＋ψ１−２π／８）（ｂ）重なり期
間 Ｖｗ＝Ｅ！５ｌｎ（ωを十ψ、−２１も／８）本夾施例
の実験結果として、第１図の回路によ多出力波形の観測
上行なった。オフ期間τを小さくした場合の軽負荷及び
負荷時の各部出力波形は出力電流波形１ｕは立ち上がシ
及び立ち下が９が比較的緩やかに変化しておシミ圧波形
ｖｕｖの過渡電圧はＩＵＲ回路の作用によシ十分に抑制
されていることが観測された。
また、ダイオードブリッジ出力電流’ ＤＢＲは各転流
毎にパルス状に発生し、コンデンサＣ１を逐次充電する
。従って、この電流の立ち下がシが相電流の変化を決定
する。直流電圧Ｉ［１＋ｌはｉ流電圧にパルス状の電圧
が重置されていた。この電圧は単流期間において０□よ
電流れる電流によって発生される。また、直流リアクト
ルＬｄの出力側直流電圧ｅｄはインバータの転流による
影響で太き〈脈動している。
毎にパルス状に発生し、コンデンサＣ１を逐次充電する
。従って、この電流の立ち下がシが相電流の変化を決定
する。直流電圧Ｉ［１＋ｌはｉ流電圧にパルス状の電圧
が重置されていた。この電圧は単流期間において０□よ
電流れる電流によって発生される。また、直流リアクト
ルＬｄの出力側直流電圧ｅｄはインバータの転流による
影響で太き〈脈動している。
次にτヶ大きくした場合の軽負荷及び負荷時の各部出力
波形観測では前述のように、ｏ、の放電率が小さくなシ
、θ。、の値が上昇するため、過渡電圧の抑制能力があ
る程度失われる。従って、１ｕの変化は急峻となり、過
渡電圧の値も大きくなる。
波形観測では前述のように、ｏ、の放電率が小さくなシ
、θ。、の値が上昇するため、過渡電圧の抑制能力があ
る程度失われる。従って、１ｕの変化は急峻となり、過
渡電圧の値も大きくなる。
以上のように’ＤＢＲ金除いた他の各部出方波形は、従
来の電流形インバータの各部波形にほぼ一致してお凱オ
フ期間τの大きさ如何で転流時の特性が変わる。
来の電流形インバータの各部波形にほぼ一致してお凱オ
フ期間τの大きさ如何で転流時の特性が変わる。
次に、出力周波数をｌ （ｊ ＯＨｚとした高周波運転
の場合の軽負荷における出方電圧電流波形観測に関して
、本イレバータは磁束一定制御がなされていないので不
足励磁となるため、出方周波数全上昇させると共に出力
端子電圧を徐々に上昇させた。
の場合の軽負荷における出方電圧電流波形観測に関して
、本イレバータは磁束一定制御がなされていないので不
足励磁となるため、出方周波数全上昇させると共に出力
端子電圧を徐々に上昇させた。
また、τを設定すると周波数を増力１させるにつれてｅ
ｃｌが高くくるので、この場合τ−０（μＳ）とした。
ｃｌが高くくるので、この場合τ−０（μＳ）とした。
この実測波形から高周波時における相電流の単流期間は
非常に短くなるために電流波形の脈動が大きくなるが出
力電圧中の過渡電圧はＦｉＲ回路によシ抑制されている
。
非常に短くなるために電流波形の脈動が大きくなるが出
力電圧中の過渡電圧はＦｉＲ回路によシ抑制されている
。
以上のことから、本発明によれば次のような効果がある
。
。
（１） 本質的に導通遅れがないので安定な高周波運転
が可能である。
が可能である。
（２） エネルギー反作用回路内のＧＴＯ（Ｇ、〜Ｇ８
゜）は小容量で良く、同回路の作用によシ、インバータ
回路中のＧＴＯ（０１〜Ｇｎ）ｔ″過電圧から保護する
。
゜）は小容量で良く、同回路の作用によシ、インバータ
回路中のＧＴＯ（０１〜Ｇｎ）ｔ″過電圧から保護する
。
（３） エネルギー反作用回路の駆動幅を変えることに
より、重なシ期間及び過渡電圧の大きさを可変すること
ができる。
より、重なシ期間及び過渡電圧の大きさを可変すること
ができる。
（４）転流コンデンサの不在のため、高いエネルギー変
換効率を有する。
換効率を有する。
（５） エネルギー反作用回路の改良によシ、回生動作
が可能となる。
が可能となる。
屯図向の簡単な祝ψ］
第１図は本発明の一実施例を示す主回路図、第２図は第
１図におけるインパーク運転の各部タイムチャート、第
８図体）及び第３図０３）は第１図における転流時の通
流ループを示す図、第４図はエネルギー反作用回路での
コンデンサＣ１の放電回路図、第５図体）、第す図（Ｂ
）、第５図（０）及び第５図（Ｄ）はコンデンサ０１の
放電回路の通流ループを示す図、第６図は運転周波ｅｆ
とコンデンサ電圧ｅ。１の関係を示す図、第７図はオフ
期間τとコンデンサ・−圧ｅ。、の関係を示す図、第８
図は直流電圧Ｅ（Ｌとコンデンサ電圧ｅ０．の関係を示
す図、ｌ＠υ図体）及び第８図（Ｂ）は転流時等価回路
図である。
１図におけるインパーク運転の各部タイムチャート、第
８図体）及び第３図０３）は第１図における転流時の通
流ループを示す図、第４図はエネルギー反作用回路での
コンデンサＣ１の放電回路図、第５図体）、第す図（Ｂ
）、第５図（０）及び第５図（Ｄ）はコンデンサ０１の
放電回路の通流ループを示す図、第６図は運転周波ｅｆ
とコンデンサ電圧ｅ。１の関係を示す図、第７図はオフ
期間τとコンデンサ・−圧ｅ。、の関係を示す図、第８
図は直流電圧Ｅ（Ｌとコンデンサ電圧ｅ０．の関係を示
す図、ｌ＠υ図体）及び第８図（Ｂ）は転流時等価回路
図である。
Ｔ、、Ｔ、・・・サイリスタ、ＧｌｅＧｌｌ ・・・Ｇ
ＴＯサイリスタ、Ｄｌ 、Ｄ、・・・ダイオード、Ｇ１
＋Ｇ＠＊Ｇｏ ＋ Ｇｌ＠ ”’ Ｇ Ｔ Ｏサイリス
タ、ＤＹ ＋ Ｄ＠ ＋”＊＊ＤＩ。・・・ダイオード
、σ１・・・コンデンサ、 Ｌｒ１．Ｌｒ＠・・・リア
クトル、 Ｌ＋１・・・平滑用リアクトル。
ＴＯサイリスタ、Ｄｌ 、Ｄ、・・・ダイオード、Ｇ１
＋Ｇ＠＊Ｇｏ ＋ Ｇｌ＠ ”’ Ｇ Ｔ Ｏサイリス
タ、ＤＹ ＋ Ｄ＠ ＋”＊＊ＤＩ。・・・ダイオード
、σ１・・・コンデンサ、 Ｌｒ１．Ｌｒ＠・・・リア
クトル、 Ｌ＋１・・・平滑用リアクトル。
ｊｏ田
第３図（Ａ）
第３図（Ｂ）
第８図
Claims (1)
- 直流電源から直流リアクトル全弁して直流遜流が供給さ
れインバータ本体＠ａ’ｒｏサイリスタのブリッジ接続
とした電流形ＧＴＯインバータにおいて、インバータ本
体の出力側に交流入力側が接続されたダイオードブリッ
ジ回路と、このグリッジ回路の直流側に接続されインバ
ータ本体の転流時及び回生時に電力充電されるコンデン
サと、このコンデンサの正負極に夫々順方向に接続され
かつ夫々逆並列ダイオードを持つ４つのＧＴＯサイリス
タと、上ｉ己直流電源の正負極との間に和動巻された一
対のりアクタンスと倉備え該リアクタンスの一方が上記
コンデンサの正極側の一方の上記ＧＴＯサイリスタ及び
負極側の一方の上記ＧＴＯサイリスタに接続され、上記
一対のりアクタンスの他方が上記コンデンサの正極側の
他方の上記ＧＴＯサイリスタ及び負極側の他方の上記Ｇ
ＴＯサイリースタに接続された主回路構成としたことを
特許とする電流形ＧＴＯインバータ。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59033804A JPS60180477A (ja) | 1984-02-24 | 1984-02-24 | 電流形ｇｔｏインバ−タ |
| US06/631,809 US4567555A (en) | 1984-02-24 | 1984-07-17 | Current-type GTO inverter with surge energy restoration |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59033804A JPS60180477A (ja) | 1984-02-24 | 1984-02-24 | 電流形ｇｔｏインバ−タ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60180477A true JPS60180477A (ja) | 1985-09-14 |
| JPH0559673B2 JPH0559673B2 (ja) | 1993-08-31 |
Family
ID=12396659
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59033804A Granted JPS60180477A (ja) | 1984-02-24 | 1984-02-24 | 電流形ｇｔｏインバ−タ |
Country Status (2)
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| JP (1) | JPS60180477A (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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-
1984
- 1984-02-24 JP JP59033804A patent/JPS60180477A/ja active Granted
- 1984-07-17 US US06/631,809 patent/US4567555A/en not_active Expired - Fee Related
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0559673B2 (ja) | 1993-08-31 |
| US4567555A (en) | 1986-01-28 |
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