JPS60133978A - アーク熔接用電源 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野１ 本発明は、アーク溶接装置に対する電源に関し、より具
体的には、平滑コンデンサ装置に直流用ノコを供給すべ
く交流主母線に接続可能な整流器と、この直流出力電圧
を交流主母線よりもはるかに高い周波数を有１−る交流
電圧に変換する並列インバータ装置とを有する電源に係
わる。インバータ装置は、制御可能な半導体素子と、イ
ンバータ装置の入力を、被］ニ作物及び溶接電極から成
る溶接部に接続される出力から電気的に分Ｍ−Ｊ−るた
めの変圧器とを含む。

［従来の技術］ 溶接器用電源は、主母線電圧を比較的低い溶接電圧にま
で低下させる変圧器を含むのが普通である。溶接電圧の
周波数が著しく高いため、多くの場合この変圧器を主母
線周波数を調整するのに必要な変圧器よりもはるかに軽
量化することができる。なお、ここで使用する“著しく
高い周波数″という表現は、少なくとも０．５Ｋｌ−１
７の周波数を指す。具体的には、可聴域以上、即ち、約
１５ＫｌｌＺ以上の周波数を選択することが好ましい。

主母線周波数よりも高い周波数であるから、溶接パラメ
ータ、例えば溶接電流及び溶接電圧をより迅速に制御す
ることができる。この種の電源は、例えば米国特許第４
，１５９，４０９号及び英国特許明りＩｌ書第２．０４
６，５３５号にすでに開示されている。

しかし、高い周波数の使用には、種々の欠点も伴う。溶
接部の高周波数及び高出力を得るのに必要な制御可能な
半導体素子は、コストが高く、交流主母線の周波数に使
用される半導体素子に比較していくつかの点で性能が劣
る。例えば、原則として、これらの半導体素子は過渡現
象、例えば電流及び電圧の急激な変化による過負荷に関
連する特性において劣る。更に、このような半導体素子
は、もし交流主母線に通常存在するのと同レベルの電圧
負荷にも耐え得るように構成する場合、特にそのコスト
が大きくなる。例えば、主母線電圧が３８０Ｖの場合、
平滑整流された直流電圧は、通常５３０ｖを越える。従
って、半導体素子の性能設定に際しては、特に主母線電
圧の変動及び過渡現象に対して余裕を与えねばならない
。主母線電圧が５００Ｖなら、半導体素子の絶縁耐力を
少なくとも８００Ｖとしなければならないのに対して、
主母線電圧が３８０ｖなら、それを少なくとも６００ｖ
に設定しなければならない。

［発明が解決しようとする問題点］ 特に量産される比較的小さい溶接装置用電源の場合、こ
の電源に組込まれる充分に高い絶縁耐力を有する半導体
素子のコストは、極めて高くなるから、このような比較
的小さい電源においては、特に、高電圧が作用する場合
、半導体素子のコストが全体のコストのうちのかなりな
部分を占める。

従って、絶縁耐力が比較的低い低コストの素子を使用す
ることが望ましい。ただし、開発が進められるに従って
、この種の半導体素子′のコストが次第にてい減されて
いるにもかかわらず、低絶縁耐力の半導体素子のコスト
と高絶縁耐力の半導体素子のコストの間に大きな差が現
われそうもない。

［問題点を解決づるための手段１ 絶縁耐力の低い半導体スイッチング素子を採用Ｊること
ができ、従っ′ＣＳ製造コストが軽減される溶接用電源
を実現するため、発明者は、本発明の１つの特徴として
、複数のインバータのそれぞれが、交流主母線に接続さ
れた整流器からの整形された電圧負荷の一部だＧ）を供
給されるように構成したインバータ装置を開発した。こ
れにより、比較的低い絶縁耐力の半導体素子を使用し−
（、給電コストを著しく軽減することが可能となった。

本発明に従い、溶接などのための電源が提示されるが、
そこでは、複数のインバータから成り、直列に接続され
た入力を具備するインバータ装置が、分圧器を形成する
ように接続された複数の直列接続平滑コンデンサからの
直流負荷の一部、好ましくは均等な部分を受け、そして
、前記直流負荷の前記部分を前記複数のインバータに供
給し、これにより、複数のインバータを、前記直流負荷
の前記部分だけに耐えうる性能のものにすることができ
る。

しかし、直流電圧の均等な配分は、電源が無負荷状態の
間に、インバータの変圧器を流れる磁化電流に著しい差
が生じたり、コンデンサの漏れ電流に著しい差が生じた
りすることで妨げられる可能性がある。そこで本発明の
他の特徴として、平滑のため直列に接続したコンデンサ
のそれぞれに抵抗を並列接続することにより、前記磁化
電流差及び前記漏れ電流差によって生ずる部分電流のば
らつきと、これに伴って複数のインバータ中の特定イン
バータに現われる過負荷とを共に回避することができる
ことも明らかにされた。

複数のインバータを共通の溶接インダクタに接続すれば
、複数のインバータのそれぞれのスイッチングを制御す
る制御パルスが不安定となり、その結果、インバータの
共通出力における電圧が不安定になり、１個のインバー
タの電圧がこのインバータの半導体素子の定格電圧また
は絶縁耐力よりも大きくなるおそれがある。このような
不安定性及びその結果生ずる連携のインバータ内の半導
体素子の過負荷は、複数のインバータのそれぞれからの
出力を個々の溶接インダクタと直列に接続することによ
って回避できることも明らかになった。

従って、本発明の更に他の特徴として、直列に接続した
複数のインバータを採用Ｊる電源の実施例が提示される
。複数のインバータの制９１１装Ｋｉ　ｌま、インバー
タ変圧器からの出力部に反転布１」−パルスを形成する
ようにインバータ内の半導体素子を制御する各インバー
タ変圧器、これと直列の整流器、溶接インダクタ、及び
該溶接インダクタと相互ｆｌ用するフリーホイール・ダ
イオードを、ｎいに並列に接続すると共に溶接部に接続
する。

従って、本発明の主要目的は、電圧負仙の一部だけを受
ける複数のインバータを採用したインバータ装置を利用
し、絶縁耐力が比較的低い半導体によって製造コストを
軽減することのできる溶接用電源を提供することにある
。

［実施例］ 以下、添（＝Ｊ図面に沿った実施例の詳細な説明により
、本発明の内容をより明らかにする。

図面、特に第１図には、本発明の電源の実施例を略示す
るブロックダイヤグラムを示した。第１図に示す電源の
実施例は、整流器１、インバータ４．５、平滑コンデン
サ８，９、及び整流器１３゜１４から成る。整流器１は
、単相交流給電主母線２に接続している。ケーブル３を
介して直列に接続した１対の公知インバータ４．５は、
ケーブル６゜７を介して整流器１の出力に接続づる。

インバータ４．５は、当業者には公知の態様の制御可能
な半導体素子を含む。これらは、サイリスタまたはトラ
ンジスタの形態を取ることができる。

２個の互いに直列に接続する平滑コンデンサ８゜９には
、ケーブル６．７により並列に抵抗１０．１１を接続し
である。その結果、整流器１の直流出力は、抵抗１０．
１１の値に応じて分圧される。直列接続のコンデンサ８
，９間の中心または接続点１２は、ケーブル３に接続す
る。

インバータ４．５から発生する交流電圧は、その周波数
が１５Ｋ　Ｈ２以上であることが好ましい。

この交流電圧は、各インバータ４．５の出力にそれぞれ
接続する対応の整流器１３または整流器１４において整
流された後、電極１５及び被工作物１６から成る溶接部
に供給される。互いに全く同じでもよい２個の抵抗ｉｏ
、ｉ１間での分圧により、各インバータ４．５への供給
電圧は、整流器１からの直流出力電圧の約１／２に等し
くなる。ただし、対応のコンデンサ８または同９が、イ
ンバータの周波数に従って充電及び放電Ｊ−るから、あ
る程度の変動を伴う。ところが、当業者には明らかなよ
うに、第１図に示Ｊ本発明の実施例ぐは、各インバータ
４．５に作用するのは整流器１の直流出力電圧の約１／
２に過ぎないから、誘電定格の低い半導体素子を使用す
ることができる。

第２図には、本発明の他の実施例を略示づる回路図を示
した。具体的には、第２図は、３相交流主母線１Ｂに接
続する３相整流器１７を示す。その出力１’ｌｌ　、２
０は、入力２５，２６．２７及び２８を右する２個の直
列に接続されたインバータ　２３．２４に接続している
。入力２６．２７は、図示のようにクリップ２９によっ
て互いに接続され、この接続点は、直列のコンデンサ２
１．２２の接続点３０に接続する。

インバータ　２３．２４からの出力３１，３２．３３及
び３４は、それぞれダイオード３５．３６を介して溶接
インダクタ３７．３８にそれぞれ直列に接続する。イン
バータからのエネルギー流が遮断されると直ちに、フリ
ーホイール・ダイオ°−ド３９，４０が、溶接電流を導
通する。素子３５，３７，３ｃ＋と素子３６，３８．’
４０とで形成される２つの出力回路は、互いに並列に接
続すると共に、電極４１及び被工作物４２にも接続する
。

インバータ　２３．２４は全く同じ構成でもよく、そこ
で、共通の構造であることを示すため各インバータの構
成回路部品に共通の参照番号を設け、両インバータのう
ちの一方だけを以下に詳述する。

インバータ２３は、２つの並列回路を含む非対称半ブリ
ッジ・インバータの形態を取ることができる。

ブリッジの辺は、ダイオード４３．４４と、制御装置４
５によって制御可能なＭＱＳ電界効果トランジスタのよ
うな半導体素子４６．４７とを含む。

通常のバイポーラ・トランジスタと異なり、ＭＯ８電界
効果１〜ランジスタの制御電流顧は無視できる。ＭＯ８
電界効果トランジスタはまた、正の温瓜係数を示Ｊから
、温度上昇と共にイの抵抗も増大する。従っ−で、−通
常のトランジスタど異なり、ＭＯ８電界効果１〜ランジ
スタは個々の半導体素子に電流を均等に配分するための
特殊な素子また（ま補助回路を必要とけずに、直接、並
列回路に１８続することができる。また、温度係数が正
であるから、電流４）−ジは絶対に起こらない。という
のは、半導体を流れる電流に制御不能な増大が現われる
と、ＭＯ８電界効果トラ−ンジスタの過負荷域内に過負
荷に起因する局部的な温度上昇が起こるからである。そ
の結果、この過負荷域の電流が抵抗増大のため所要のレ
ベルに低下する。

バイポーラ・１〜ランジスタでは半導体の局部的過熱と
共に電流が増大し得るから、この効果は、バイポーラ・
トランジスタが示１正常な特性とは逆である。即ら、こ
れはバイポーラ・トランジスタの好ましくない特性の１
つである。これに反し、ＭＯ８電界効果トランジスタは
、インバータにお（プる制御可能な接続素子として好ま
しい多（の有益な特性を備えている。このような構成に
おけるＭＯ８電界効果トランジスタの欠点は、絶縁耐力
が低いことである。坦在、閉止電圧が約ｇｏｏｙにも及
ぶＭＯ８電界効果トランジスタが市販されているが、こ
こに述べるインバータのような性能を必要とし上記のよ
うな定格が要求される高い電流の場合、上記のような高
い絶縁耐力を有するＭ○Ｓ電界効果トランジスタ装置は
、コストが高くつく。しかし、コスト面を考慮すれば、
絶縁耐力の低い、もっと安価なＭＯ８電界効果トランジ
スタを利用しなければならない。第２図に示す本発明の
実施例は、この条１２Ｆを満たしている。第２図では、
１個のＭＯ８電界効果トランジスタだけをダイオードと
直列に接続しであるが、電流レベルが高いことを考える
と、多くの場合、複数のＭ’ＯＳ電界効果（・ランジス
タを並列に接続したものが、原則として必要とされる。

第２図の実施例では、変圧器４８の１次巻線４９を２個
のＭＯ８電界効果トランジスタ　４６．４７の間に接続
する。変圧器４８の１次巻線４９の一方の側と整流器１
７の出力２５．２９との間、及び２９．２８との間に抵
抗５１．５’２を接続する。変圧器４８の２次巻線５０
　ｋＬ、破線ブロックで示すインバータ　２３．２４の
出力３１゜３２又は３３．３４に直接接続する。各イン
バー９２３゜２４において直列接続された抵抗５１．５
２は、第１図に関連して述べた抵抗１１）、１１ど向じ
分ＬＥ　ｌ幾能を持つ。

各インバータ　２３．２４の入力２５．２９及び２９．
２８に供給される直流電圧は、抵抗伯が全く同じでもＪ
：いそれぞれ１対の抵抗！１１．５２によって、入力２
１Ｊ。

２つ及び２９，２１１に現われる全＜　Ｉｉ’ｊ］し２
つの部分電圧に分圧される。接続点２９　、３０間の導
体への入力端子は、理論十は出力１９．２０の電圧の１
／２であるが、例えば、ＭＯ８電界効果トランジスタ　
４６．４７に供給されるパルス信号のパルス長の相違及
びコンデンサ２１．２２の充電電流のため、−に記の１
１ｔｉに対してわずかながら偏差を生ずる。

従って、インバータ２３．２４内のＭＯ８電界効果１〜
ランジスタ　４６，４７には、動作状態下に出力２５゜
２９と２９．２８との間に規われる直流電圧の最大限１
／２及び端子２９における電圧変動に起因する小さい追
加電圧だ番プが作用する。故障が発生すると、端子２９
の電圧が規定値から大きくずれ、その結果、いずれかの
インバータ２３．２４の電圧が異常に大きくなり、ＭＯ
８電界効果トランジスタが破損される。このような動作
状態の発生は、特別のモニター回路を採用することによ
って防止することができる。

具体的に説明すると、第２図においてコンデンサ２２の
電圧はコンパレータ５３に供給される。このコンパレー
タ５３において、コンデンサ電圧は、調整装置５４によ
って調整可能な電圧レベルと比較される。コンデンサ２
２の電圧と調整装置５４から供給されるレベルとの電圧
差が所定値を超えると、コンパレータ５３が制御装置４
５に信号を伝達し、この信号に呼応して制−装置４５は
、制御ケーブル５５を介してインバータ２３．２４内の
ＭＯ８電界効果トランジスタ４６．４７を不導通化する
。これらのトランジスタを流れる電流が阻止されると、
電圧が４個のトランジスタ　４６，４７に均等に配分さ
れ、各トランジスタには、整流器出力　１９．２０間の
電圧の１／４だけが印加される。

無負荷電源を主要給電線に接続すると、端子１９゜２０
間の整流された電圧は先ず、それぞれのキャパシタンス
に反比例するコンデンサ２１．２２の部分電圧を発生さ
せる。市販のコンデン１すは、規定の公称値とは著しく
異なるキ曳・バシタンス愉を示Ｊ゛。

従って、充分な時間と経費をが（プてコンデンサを電圧
平滑化及び分圧用として正しく適合ざＩ゛ない限り、閉
路の瞬間に部分電ｆＦが大さく疾動づる。

しばらくすると、各インバータの抵抗！ｉ＋、５２の舶
によって部分電圧値がほぼ限定される。部分電圧の不均
等な配分は、キャパシタンスが小ざい方のコンデンサと
並列のＭＯ８電界効果トランジスタにとって有害である
。しかし、コンデンサ２２の電圧がコンパレータ５３に
供給されるので、もし−ｈのコンデンリーが破壊されて
おり、抵抗５１．！ｉ２のＩ＋ｆｆが等しければ、ＭＯ
８電界効果トランジスタは不導通化し、一方のＭＯ３電
界効果１〜ランジスタの電圧は、理論上、直流電圧の１
／２以上となることはない。

コンデンサ２２の電圧が高すぎ゛るかまたは低すぎると
、ＭＯ８電界効果トランジスタが不導通化される。コン
デンサ２２の電圧が低ずぎれば、コンデンサ２１の電圧
が高すぎることになる。端子１９の電圧をコンパレータ
５３の入力に接続し、両コンデンサ２１．２２の電圧を
所定の電圧レベルと比較することも考えられる。

溶接電流を表わす電圧をモニターするために分路５６を
利用する。この電圧は、電極４１及び被工作物４２に供
給される溶接電圧と共に、ケーブル５７゜５８及び５９
を介して、両インバ、−タ　２３，２４に共通な制御装
置ｉ４５に供給される。溶接電流及び溶接電圧の基準値
を調整するための調整装［６０を制御装置４５に接続す
る。各インバータ２３．２４に別々の制御装置を設けて
もよい。

第２図に示す２個のインバータ２３．２４は、制御装置
４５の制御下にブツシュ／プル形パルス変調インバータ
として駆動される非対称半ブリッジ・インバータの形態
を取る。インバータ　２３．２４は、出力３１．３２及
び３３．３４に交互に規定の長さの電圧パルスを発生さ
せる。インバータ２３　、２４をこのように構成すれば
、インバータ２３．２４を並列に、且つ電極４１及び被
工作物４２に接続する前に整流器３！１゜３６及び溶接
インダクタ　３７．３８と直列接続する上で有利である
ことが実証された。

以上、具体的な実施例との関連で本発明を説明したが、
ほかにも多くの変更が可能であることは当業者の容易に
理解するところであろう。従って、本発明は、特許請求
の範囲及びこれと等価の記載事項によってのみ制限され
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明による電踪の実施例を略示するブロッ
ク・ダイヤグラムであり、第２図は、本発明の他の実施
例を略図する回路図である。 １・・・整流器　２・・・給電主母線　３・・・ケーブ
ル４．５・・・インバータ　６．７・・・ケーブル　８
．９・・・平滑コンデンサ−１０，１１・・・抵抗　１
２・・・接続点１３．１４・・・整流器　１５・・・電
極　１６・・・被工作物　１７・・・３相整流器　１８
・・・三相交流主母線　１９．２０・・・出力２１．２
２・・・コンデンサ　２３．２４・・・インバータ２５
．２６，２７．２８・・・入力　２９・・・クリップ　
３０・・・接続点３１．３２，３３．３４・・・出力　
３５．３６・・・ダイオード３７．３８・・・溶接イン
ダクタ　３９．４０・・・フリーホイール・ダイオード
　４１・・・電極　４２・・・被工作物　４３゜４４・
・・ダイオード　４５・・・制御＠　［４６，４７・・
・半導体素子　４８・・・変圧器　４９・・・１次巻線
　５Ｏ・・・２次巻線５３・・・コンパレータ　５４・
・・調整装置　５５・・・制御ケーブル　５６・・・分
路　６０・・・調！１装置特許出願人　エサブ　アクテ
イーボラーグ手　続　補　正　山 昭和６０年１月７０ 特許庁長官　志　賀　学　殿 １、事件の表示　昭和５９年特許願第２４８２５３号２
、発明の名称　アーク溶接用電源 ３、補正を１゛る者 事件との関係　特許出願人 住所　スウェーデン国、ニス−４０２７７イエーテボル
イ、ハーキュレスガタン　１２ 名称　エサブ　アクテイーボラーグ 代表者　ジョン　フォーセル 代表者　ブー　リ′ンドクヴイスト ４、代理人 東京都新宿区下落合二丁目１４番１月 〒１６１　電話９５１−１１８１ （５９６０）弁理士　古　Ｈ悟 ５、補正命令の日付　自発補正 １補正の内容］ （＋）　願轡に添イ」シた明細書の第８頁第１８行目に
［インバータ」とあるのを、 インバータの各々 と補正します。 以　上

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （＋）　交流主母線から直流出力を提供する整流装置、
   この整流装置からの直流出力を整形するための平滑装置
   、及び前記整形された直流出力を前記交流主電圧によっ
   て提供される周波数よりもはるかに高い周波数の交流電
   斤に変、換するため平滑装置に並列接続したインバータ
   装置を具備するアーク溶接用の電源であって、 それぞれが少なくとも１個の半導体素子を含み、前記イ
   ンバータ装置を構成する複数の個別インバータと、 前記インバータ装置において前記複数の個別インバータ
   のそれぞれを互いに直列接続する回路と、 前記複数の個別インバータのそれぞれに含まれる前記少
   なくとも１個の半導体素子に接続し、半導体素子の導電
   を制御する制御装置と、前記複数の個別インバータのそ
   れぞれに−ＪＢ続し、前記複数の個別インバータのそれ
   ぞれへの入力をその出力から電気的に分離する変ＬＦ器
   と、直列に接続され、このように直列接続された１対ず
   つを前記複数の個別インバータに含まれる１対ずつの直
   列接続された個別インバータに並列に接続され、前記平
   滑装置を形成する検数のユニ１ンデンリと、 前記複数の個別インバータのそれぞれを溶接品に接続す
   る回路 とから成ることを特徴とする７ノーり溶接用電源。 （２）　前記平滑装置を形成する前記複数のコンデンサ
   のそれぞれに並列接続した複数の抵抗器を含むことを特
   徴とする特許請求の範囲第（１）項に記載のアーク溶接
   用電源。 （３）前記複数の抵抗器のそれぞれが、前記複数の個別
   インバータの内のそれぞれ対応のインバータの一部を形
   成することを特徴とする特許請求の範問第（２）項に記
   載のアーク溶接用電源。 （４）　前記複数の個別インバータが、１対の全く同じ
   インバータから成り、この全く同じインバータのそれぞ
   れが、前記個別インバータが前記変圧器において前記接
   続回路を介して前記溶接部に並列に供給される電圧パル
   スを形成するように、前記制御装置によって制御される
   前記少なくとも１個の半導体素子を含むことを特徴とす
   る特許請求の範囲第（１）項、第（２）項または第（３
   ）項に記載のアーク爆接用側Ｌ （５）　前記接続回路が、直列に接続された整流器、溶
   接インダクタ及び、前記複数の個別インバータのそれぞ
   れと連携するフリーホイール・ダイオードから成ること
   を特徴とする特許請求の範囲第（３）項に記載のアーク
   溶接用電源。 （■　前記複数の個別インバータのそれぞれに含まれる
   前記少なくとも１個の半導体素子が、ＭＯ８電界効果ト
   ランジスタから成ることを特徴とする特許請求の範囲第
   （１）項から第（３）項までのいずれか、または第（５
   ）項に記載のアーク溶接用電源。 （７）　前記１対の全く同じインバータのうちの１個の
   インバータの電圧を基準電圧と比較し、両者の間に所定
   の差があればこれに呼応して出ツノ信号を発するコンパ
   レータと、この出力信号を前記制御装置に供給する８ｉ
   置とをも含み、この出力信号が所定値であればこれに呼
   応して前記制御装置が前記半導体素子の導通を阻止Ｊる
   ことを特徴とする特許請求の範囲第（３）項に記載のア
   ーク溶接用電源。 ■　前記基準電圧を変化ざゼる調整装置をも含むことを
   特徴とする特ｊｊ／（請求の範囲第（７）項に記載のア
   ーク溶接用電源。 （９）　前記接続回路が、直列に接続され・た整流器、
   溶接インダクタ及び、前記複数の個別インバータのそれ
   ぞれと連携するフリーホイール・ダイオードから成るこ
   とを特徴とする特Ｍ［請求の範囲第（８）項に記載のア
   ーク溶接用電源。 ０ω　前記複数の個別インバータのそれぞれに含まれる
   前記少なくとも１個の半導体素子が、１対のＭＯ８電界
   効果トランジスタから成ることを特徴とする特許請求の
   範囲第（９）　Ｉｉに記載のアーク爆接用側Ｌ